Головна
Банківська справа  |  БЖД  |  Біографії  |  Біологія  |  Біохімія  |  Ботаніка та с/г  |  Будівництво  |  Військова кафедра  |  Географія  |  Геологія  |  Екологія  |  Економіка  |  Етика  |  Журналістика  |  Історія техніки  |  Історія  |  Комунікації  |  Кулінарія  |  Культурологія  |  Література  |  Маркетинг  |  Математика  |  Медицина  |  Менеджмент  |  Мистецтво  |  Моделювання  |  Музика  |  Наука і техніка  |  Педагогіка  |  Підприємництво  |  Політекономія  |  Промисловість  |  Психологія, педагогіка  |  Психологія  |  Радіоелектроніка  |  Реклама  |  Релігія  |  Різне  |  Сексологія  |  Соціологія  |  Спорт  |  Технологія  |  Транспорт  |  Фізика  |  Філософія  |  Фінанси  |  Фінансові науки  |  Хімія

Радіолокаційний приймач сантиметрового діапазону - Радіоелектроніка

Зміст

Введение... 1

2.Вибор та обґрунтування функціональної схеми РЛС ... ... 2

2.1.Амплітудная Моноімпульсна система... 3

2.2. Визначення параметрів сигнала... 4

3.Вибор та обґрунтування структурної схеми приймача ... ... 9

Структурна схема моноимпульсной РЛС супроводу ... ... 11

4. Розрахунок і визначення параметрів структурної схеми РПРУ ... 11

4.1. Визначення еквівалентних параметрів антени ... ... 11

4.2. Розрахунок смуги пропускання лінійного тракту РПрУ ... ... 12

4.3. Визначення структури радиотракта... 13

4.4. Вибір гетеродина... 14

4.5. Забезпечення необхідного посилення трактом ВЧ ... ... 14

4.6. Розрахунок селективности... 15

4.7. Розподіл искажений... 16

4.8. Структурна схема РПрУ... 17

4.9. Вибір елементної бази. Завдання на розробку каскадів ... ... 19

5.Расчет елементів принципової схеми приймача ... 23

5.1. Антенний переключатель... 23

5.2. Розрядники захисту приемника... 24

5.3. Вхідна цепь... 25

5.4. Перетворювач частоти (смеситель)... 27

5.5. Підсилювач проміжної частоти (ППЧ) ... ... 29

Розрахунок УПЧ на ЭВМ... 32

5.6. Розрахунок детектора... 33

5.7. Перевірочний расчёт... 35

Принципова схема приемника... 35

Специфікація элементов... 36

6.Техніка-економічне обоснование... 37

6.1. ТЕО вибору елементної базы... 37

6.2. Розрахунок техніко-економічних показників блоку ПЧ ... ... 37

7.Охрана праці при роботі з радіолокаційною станцією ... 43

7.1. Біологічна дія СВЧ - випромінювання на організм людини ... 43

7.2. Захист обслуговуючого персоналу від НВЧ випромінювань ... ... 46

Список літератури :... 49

Приложение... 50

Лістинг програми WinЛАХ... 50Введеніе

Радіолокаційний приймач (РЛП) є складовою частиною радіолокаційних станцій (РЛС), призначених для виявлення, визначення координат і параметрів руху віддалених об'єктів (радіолокаційних цілей). Для вилучення інформації використовується зондування простору радіосигналами, з наступним прийомом відбитою від цілей електромагнітної енергії, причому інформація про цілі може міститися в зміні в часі амплітуди (або відношенні амплітуд) і частоти (або спектра) сигналів. Такий спосіб носить назву активної радіолокації з пасивним відповіддю. Передавач і приймач в таких системах, як правило, працюють на загальну антену.

В рамках даного проекту розглядається приймальне пристрій одноцелевой РЛС супроводу, здійснює безперервне спостереження за переміщенням мети. Така РЛС є наземну систему, у якої антена з голкоподібним променем змонтована на поворотному пристрої зі стежить приводом, яке, змінюючи положення антени по азимуту і куту місця, дозволяє стежити за метою. Шляхом вимірювання кута приходу фронту хвилі луна-сигналу і коригування становища антени таким чином, щоб мета трималася у центрі променя, визначається помилка орієнтування антени.

РЛС супроводу застосовуються в основному для управління зброєю, а також для полігонних вимірів траєкторій польотів ракет. Проводиться вимірювання азимута, кута місця і дальності цілі (а в ряді випадків і доплерівського зсуву частоти), за швидкістю зміни цих параметрів обчислюється вектор швидкості цілі й виробляється прогнозування її положення. З цієї інформації здійснюється, наприклад, наведення зенітних знарядь і встановлюється момент розриву снарядів. Аналогічні функції РЛС супроводу виконуються розробки даних із наведенню і команд управління зенітними ракетами.

Розрізняють РЛС імпульсного і безперервного випромінювання. У РЛС з безперервним випромінюванням використовуються немодульовані і ЧС коливання. Однак найбільше застосування знайшли імпульсні приемопередающие радіолокаційні станції, що випромінюють в напрямку мети короткі зондувальні СВЧ-радіоімпульси з фіксованим періодом прямування, тривалістю імпульсів, амплітудою і несучою частотою (рис.1.1, а), що забезпечує високу роздільну здатність і точність при вимірюванні дальності. Радіоприймальні пристрої (РПрУ) таких станцій служать прийому частини енергії випромінюваних радиоимпульсов, відбитої від мети. Відображені імпульси (рис.1.1, б) надходять на вхід приймача з тимчасовим зрушенням DtD = 2R / c, де R - відстань до об'єкта. Вимірюючи DtD, ii?ii noaeou i ?annoiyiee ai oaee, а уceay aeaa?aiia iai?aaeaiiinoe aioaiiu iicaieyao ii?aaaeeou iai?aaeaiea ia iauaeo.

Рис. 1.1 огинає радиоимпульсов:

а) випромінюваних антеною; б) відбитих від мети

2.Вибор та обґрунтування функціональної схеми РЛС

У стежать системах РЛС супроводу найширше використовують методи порівняння сигналів за амплітудою або фазі ВЧ коливань, прийнятих на два (і більше) рознесених в просторі променя антени при одночасному порівнянні сигналів, або однолучевую сканирующую антену при послідовному порівнянні сигналів. Перший спосіб застосовується в моноімпульсних стежать измерителях, другий - в амплитудном методі порівняння при конічному скануванні променя.

Чутливість методів сканування і перемикання променя до флуктуацій амплітуди луна-сигналів стала основною причиною розробки РЛС супроводу, що забезпечує одночасне наявність всіх променів, необхідних для виявлення кутовий помилки. Вихідні сигнали всіх променів, відповідні одному зондуючого імпульсу, можуть бути одночасно зрівняні, завдяки чому виключається вплив зміни амплітуди луна-сигналу в часі. Такий метод називається моноімпульсним (повна інформація про кутових помилках вилучають із одного імпульсу).

Моноимпульсной апаратурі властива висока точність кутових вимірів, т.к. система облучателей жорстко змонтована і не має рухомих деталей.2.1.Амплітудная Моноімпульсна система

Ехо сигнал фокусується у вигляді "плями", поперечний переріз якого у разі антени з круговою апертурою має вигляд J1 (x) / x (J1 (x) функція Бесселя 1гопорядка). Пляма знаходиться в фокальній площині, якщо мета розташована на осі антени, і зміщується щодо центру, коли мета відходить від осі. Опромінювач антени розташований у фокальній точці, так що приймається енергія максимальна у тому випадку, коли мета знаходиться на осі.

Опромінювач сконструйований таким чином, що він реагує на будь бічний зсув плями щодо фокальної площині. При використанні опромінювача у вигляді квадрата, утвореного чотирма рупорами, повна симетрія забезпечується коли пляма знаходиться точно в центрі (на кожен з чотирьох рупорів потрапляє однакову кількість енергії. При відхиленні мети від осі антени і, отже, зміщенні плями щодо центру, рівність енергій, прийнятих рупорами порушується. РЛС реєструє відхилення мети від осі антени, порівнюючи амплітуди луна-сигналів, що з'являються в кожному з рупорів. Це здійснюється з допомогою НВЧ мостових з'єднань, що формують різниці сигналів кожної пари подвійних рупорів. Для виявлення помилки по азимуту, виробляється віднімання вихідного сигналу лівої пари рупорів з вихідного сигналу правої пари. Сигнал верхньої пари віднімається з вихідного сигналу нижньої пари.

Сигнали, отримані в результаті віднімання (різниці), рівні нулю для мети, що знаходиться на осі антени, і зростаючими за амплітудою в міру віддалення цілі від осі антени. Фаза різницевих сигналів змінюється на 1800прі переході мети через вісь з одного боку на іншу. Сумарний сигнал всіх чотирьох рупорів використовується в якості опорного сигналу схеми детектора кутовий помилки, який дозволяє використовувати зміни фази різницевого сигналу для визначення напрямку відхилення цілі від осі антени. Сумарний сигнал використовується також у схемі супроводу по дальності і для встановлення опорного рівня схемою АРУ.

Сумарний сигнал, а також угломестной і азимутальний різницеві сигнали перетворюються в сигнали ПЧ з допомогою одного загального гетеродина для збереження відносного співвідношення фаз сигналів по ПЧ. Вихідний сумарний сигнал ПЧ детектируется і використовується в якості вхідного відеосигналу схеми супроводу по дальності. У схемі супроводу по дальності визначається час приходу чергового луна-сигналу від супроводжуваної цілі і виробляються стробирующие імпульси, отпирающие відповідні ланцюги приймача тільки на ті короткі інтервали часу, коли очікується луна-сигнал обраної мети. Стробирования відеосигнал використовується також для формування напруги постійного струму для схеми АРУ всіх трьох підсилюючих каналів ПЧ, в яких АРУ підтримує сталість кутовий чутливості (крутизни сигналу помилки) схеми супроводу по кутах, навіть якщо луна-сигнал мети змінюється у широкому динамічному діапазоні. Для отримання стійкого автоматичного супроводу по кутах необхідно підтримувати за допомогою АРУ сталість посилення стежить системи схеми супроводу.

Сумарний сигнал ПЧ використовується також, як опорний сигнал в ФД, які б виробляли з різницевих сигналів напруги сигналів помилки супроводу по кутах. ФД виконує скалярне множення; вихідна напруга ФД:

e = eS eeD ecos (q), де eS e- модуль сумарного сигналу; eD e - модуль разностного сигналу; q - фазовий кут між ними. У правильно відрегульованої РЛС q приймає тільки два значення: 0 або 1800, так що єдиним призначенням фазочутливі характеристики детектора помилки є забезпечення позитивної чи негативної полярності сигналу при 0 і 1800соответственно, що надає вихідному сигналу детектора кутовий помилки ознака напрямку відхилення від осі антени.

У імпульсної РЛС супроводу вихідним сигналом детектора кутовий помилки є біполярний відеосигнал, амплітуда якого пропорційна кутовий помилку, а полярність відповідає знаку помилки. Цей відеоімпульс зазвичай подається на конденсатор, який заряджається до пікового значення видеоимпульса і зберігає цю напругу до наступного видеоимпульса. У цей момент конденсатор розряджається і знову заряджається до рівня, відповідного новому імпульсу. Цей імпульс подається на ФНЧ, вихідний напруга постійного струму якого, що є напругою сигналу помилки, подається на підсилювачі стежить системи для коригування становища антенни.2.2. Визначення параметрів сигналу

Виберемо як зондуючого сигналу простий сигнал з базою рівної 1 (радіоімпульси з прямокутною обвідної, ріс.2.2.1). Вибір є попереднім. Після розрахунку імпульсної потужності передавача Pи, якщо вона перевищить допустимий для наземних РЛС значення 1 МВт / імп, задамося прийнятною імпульсної потужністю і візьмемо як зондуючого сигналу складний сигнал.

Рис. 2.2.1 Тимчасова та спектральна діаграми радиоимпульсов, відбитих від мети і вступників на вхід РПрУ

Рис. 2.2.2 Тимчасова та спектральна діаграми сигналу на виході лінійної частини РПрУ

Рис. 2.2.3 Тимчасова та спектральна діаграми видеоимпульсов на виході детектора РПрУ

Дані до розрахунку:

Діяльність: R = 150 км;

Дозвіл по дальності: DR = 150 м;

Сумарна помилка: sS = 10 м;

ЕПР цілі: Sц = 2 м2;

Швидкість мети: Vц = 400 м / с;

Довжина хвилі: l = 0,23 м.

Розрахунок параметрів сигналу:

Вибір частоти прямування і тривалості імпульсів виробляється з умови однозначного виміру параметрів цілей на максимальній дальності:

Період повторення імпульсу:

Частота проходження імпульсів: Тривалість імпульсу:

У схемі супроводу по дальності розглянутої РЛС визначається тимчасової зрушення чергового луна-сигналу супроводжуваної цілі по відношенню до стежить імпульсам, тимчасове положення яких відповідає оцінці затримки сигналу мети. Тому час встановлення переднього фронту видеоимпульса (ріс.2.2.3) повинно лежати в межах :. За цим параметром визначається смуга пропускання лінійної частини РПрУ, що буде зроблено в подальшому. Приймемо tу = 0,2 мкс.

У РЛС супроводу, що вимірюють дальність і два кути, використовують голчастий промінь. Ширина променя антени однакова у всіх площинах і визначається дозволом по розі: q0,5 = Da = Db.

Тому вимірювач кутових координат виходить за рамки даного проекту, і в технічному завданні відсутні значення Da і Db, то q0,5прінімаем рівним 1,5о.

Основною характеристикою якості роботи радіолокаційної станції, виходячи з її цільового призначення, є точність спостереження. Показниками точності є помилки роботи системи. Розрізняють динамічну і флюктуаціоної помилку. Динамічної помилкою sдявляется помилка по задающему впливу, а флюктуационная sфв даному випадку пов'язана з власним шумом приймача.

Оптимізація системи по точності полягає у виборі оптимального коефіцієнта посилення розімкнутої системи КУопт, при якому маємо мінімум середньоквадратичної помилки. Як видно з графіка (рис.2) залежно sді sфот КУ, в оптимальному режимі Sф = Sд, звідки

 Рис 4.1.2

Відношення сигнал / шум пов'язано з флюктуаціоної помилкою співвідношенням:

, Де смуга DFе = (5..10) / 2p »2

Необхідно враховувати втрати у відношенні сигнал / шум, що виникають через наступних причин:

- Втрати при поширенні радіохвиль r1 = 1 ... 3 дБ

- Втрати в антенно-фидерном тракті r2 = 1 дБ

- Втрати при амплитудном детектировании r3 = 1 ... 5 дБ

- Втрати на квантування r4 = 2 дБ (при дворівневому квантуванні)

Сумарний коефіцієнт втрат: r = Sri = 5 ... 10 дБ.

Приймемо r = 10 [дБ] = 3,16 [раз]

Відношення сигнал / шум з урахуванням втрат:

(Рс / Рш) '= (Рс / Рш) ? r = 0,45 ? 3,16» 1,42

Визначення параметрів антени:

Коефіцієнт спрямованої дії (КНД):

Приймемо коефіцієнт корисної дії (ККД) антени рівним: h = 0,95.

Коефіцієнт підсилення:

Розрахунок необхідної потужності передавача РЛС виробляємо на основі рівняння дальності радіолокації, без урахування впливу Землі (висота об'єктів достатня):

де sц- ефективна площа розсіювання цілі

h - ККД антени (h »0,95)

k = 1,38x10-23Дж / К - постійна Больцмана

Т0 = 290 К - температура повітря за Кельвіном

Ш = 3,5 - коефіцієнт шуму приймача

b0 = 0,002 ... 0,004 дБ / км - величина загасання хвиль в атмосфері.

Приймемо b0 = 0,002 дБ / км.

R = Rmax ? e-0,115b0Rmax = 150 ? e-0,115x0,002x150 »145 км

dR = Rmax-R = 150-145 = 5 км

Смуга приймача: Fпр = 1 / tи = 1/1 ? 10-6 = 1 МГц

Смуга шуму приймача: Fш = 1,1Fп = 1,1 ? 106 = 1,1 Мгц

Імпульсна потужність передавача:

Ри <1 МВт, отже можна використовувати простий сігнал.3.Вибор та обґрунтування структурної схеми приймача

Структурні схеми РПрУ різняться насамперед ТВЧ (тракт високої частоти). Існує кілька різних типів схем.

1.) Детекторний тип

2.) Прямого посилення

3.) супергетеродинних типу

Приймач прямого детектування характерний відсутністю посилення коливань радіочастоти до детектора. Його відрізняє низька чутливість і вибірковість.

Приймач прямого підсилення містить УРЧ. ВЦ і УРЧ налаштовані на частоту прийнятого сигналу, на якій і здійснюється підсилення. Тому використовується багатокаскадний УРЧ, то це зумовлює зниження його стійкості і загальної вибірковості приймача, ускладнює технічну реалізацію перебудови по частоті.

Труднощі. пов'язані з багатокаскадний УРЧ, дозволяє усунути, в принципі, використання регенеративних і сверхрегенератівниміпріємникамі підсилювачів, що забезпечують більше посилення на каскад. Однак такі підсилювачі мають підвищеними спотвореннями, відносно низькою стійкістю по відношенню до дестабілізуючих чинників, підвищеною ймовірністю паразитного випромінювання. З цієї причини вони застосовуються рідко, і знаходять застосування, зокрема, в портативних приймачах СВЧ. При будь-яких типах використовуваних УРЧ повністю подолати властиві схемою прямого посилення недоліки не вдається, тому в даний час такі РПрУ з фіксованою настройкою застосовуються практично лише в мікрохвильовому і оптичному діапазонах, що не відповідає характеристикам проектованого РПрУ, тому він розрахований на роботу в сантиметровому діапазоні.

Істотне поліпшення всіх показників РПрУ досягається на основі принципу перетворення частоти прийнятого сигналу - перенесення його в частотну область, де він може бути оброблений з найбільшою ефективністю. Саме широке поширення у всіх радіодіапазонах отримала побудована на цьому принципі схема супергетеродинного приймача. Ця схема в даний час найбільш досконала.

Приймачі супергетеродинного типу дозволяють успішно вирішувати завдання отримання необхідної фільтрації прийнятого сигналу, забезпечення заданого посилення, вирішення проблеми селективності, простоти перебудови, яка забезпечується за допомогою простих коливальних систем преселектора.

Відносна широкополосность приймачів імпульсних сигналів дозволяє, як правило, будувати такі приймачі з однократним перетворенням частоти.

З вище сказаного можна зробити висновок, що побудова проектованого РПрУ доцільно виконувати по супергетеродинной схемою, найкращим чином задовольняє заданим технічним вимогам.

Амплітуда сигналів, що надходять на вхід радіолокаційного РПрУ, змінюється в широких межах, тому потужність відбитих від мети сигналів обернено пропорційна четвертого ступеня відстані до мети (яке може мінятися) і, крім того, залежить від типу цілі і її ефективної поверхні розсіювання. Робота РЛС в реальних умовах супроводжується дією різного роду активних і пасивних нестаціонарних завад природного та штучного походження, рівень потужності яких найчастіше значно (на 20..60 дБ) перевищує рівень корисного сигналу, а параметри апріорно невідомі. Вплив перешкод ще більше розширює діапазон зміни сигналів, що надходять в антену РЛС.

Межі зміни амплітуд напруги сигналу від UСміндо UСмаксхарактерізуются динамічним діапазоном сигналів DС = UСмін / UСмакс, який може бути виражений у децибеллах: DС [дБ] = 20lg (UСмін / UСмакс). Для радіолокаційних сигналів DС @ (50 ... 120) дБ [9], однак для РЛС конкретного призначення зазвичай приймають DС @ (50..90) дБ, т.к. відомі типи цілей і межі зміни дальності.Структурная схема моноимпульсной РЛС супроводу

4. Розрахунок і визначення параметрів структурної схеми РПРУ

4.1. Визначення еквівалентних параметрів антени

Проектований радіолокаційний приймач має налаштовану антену, тобто її опір чисто активно і дорівнює опору фідера:

Zа = RА = Rф = 75 Ом

Відносна шумова температура антени:

ta = TA / T0,

де T0- стандартна температура приймача Т0 = 2900К;

ТА- абсолютна шумова температура антени.

За графіком залежності шумової температури ідеальних приймальних антен від частоти (рис 1.4 [3]) знаходимо: ТА = 1400К.

ta = 140/290 = 0,484.2. Розрахунок смуги пропускання лінійного тракту РПрУ

Для імпульсних сигналів смуга пропускання приймача вибирається виходячи з отримання максимального відношення сигнал / шум на виході радиотракта. Така смуга називається оптимальною і визначається як:

Пс = (0,8..1,4) / tуст @ 1 / 0,2 мкс = 5 МГц

Ширина смуги пропускання лінійного тракту П складається з ширини спектра сигналу Пс, доплерівського зсуву частоти сигналу fді запасу смуги, необхідного для обліку нестабильностей і неточностей налаштувань приймача Пнс:

П = Пс + 2Dfд + Пнс

Доплерівський зсув:

Dfд = 2fсVц / с = 2 ? 1,3 ? 109 ? 400/3 ? 108 = 3,5кГц,

де Vц- швидкість мети щодо антени РЛС;

с - швидкість світла у вакуумі.

Запас смуги для обліку нестабильностей:

,

де БС відносна нестабільність несучої частоти прийнятого сигналу; при використанні в передавачі кварцовою стабілізації частоти несучої можна отримати бс = (10-5 ... 10-6)

БГ- відносна нестабільність частоти гетеродина, яку на даному етапі можна оцінити лише приблизно, використовуючи дані таблиці 2.1 [3]. Вибравши транзисторний однокаскадний гетеродин з кварцовою стабілізацією, можна отримати бг = 10-6;

бпр- відносна похибка і нестабільність настройки контурів тракту проміжної частоти, приймаємо БПР = (0,0003 ... 0,003);

бн- відносна нестабільність частоти, викликана неточністю настройки контурів гетеродина, бн = (0,001 ... 0,01);

Проміжна частота вибирається з умови:

fпр> (10 ... 20) / tи = 15/1 ? 10-6 = 15 МГц.

У РЛП міліметрового і сантиметрового діапазонів проміжна частота дорівнює або 30, або 60 МГц [5]. Виберемо проміжну частоту зі стандартного ряду:

fпр = 30 МГц.

Частота гетеродина: fг = fc-fпр = 1,3-0,03 = 1,27 ГГц.

=

= 13 МГц

Пнс> (1,2 ... 1,5) ? Пс, отже доведеться використовувати частотну автоматичну підстроювання частоти (ЧАПЧ) або фазову автопідстроювання частоти (ФАПЧ).

При використанні ЧАПЧс Кчапч = 10 смуга пропускання приймача:

ПЧАПЧ = Пс + (2Dfд + Пнс) / Кчапч = 5 ? 103 + (7 + 13 ? 103) / 10 @ 6,3 МГц.

При використанні ФАПЧс Кфапч? ~ смуга пропускання приймача:

ПФАПЧ = Пс + (2Dfд + Пнс) / Кчапч = 5 ? 103 + (7 + 13 ? 103) / ~ @ 5 МГц.

ПФАПЧне набагато вужче, ніж ПЧАПЧ, тому для спрощення схеми будемо використовувати ЧАПЧ.

Розрахунок гранично допустимого коефіцієнта шуму:

де:

- Кр.ф. @ 0,8 - коефіцієнт передачі фідера по потужності.

- Пш = 1,1 ? П = 1,1 ? 6,3 = 6,93 МГц.

- К - постійна Больцмана К = 1,38 ? 10-23Дж / К.

Шдоп @ (1 ? 10-12 / (1,38 ? 10-23 ? 290 ? 6,93 ? 106 ? 1,4) -0,48 + 1) ? 0,8 =

= (25,75-0,48 + 1) ? 0,8 = 21,024.3. Визначення структури радиотракта

Оцінимо коефіцієнт шуму лінійного тракту РПрУ, після чого вирішимо питання про включення або невключення УРЧ до складу радиотракта.

Коефіцієнт шуму радиотракта без використання підсилювача радіочастоти (УРЧ):

Ш = (Швц + (Шпч-1) / КВЦ + (Шупч-1) / (КВЦ ? КПЧ)) / Кр.ф.

Всі коефіцієнти шуму орієнтовно беремо з таблиці 6.1 [3]:

Швц = 1,3 КВЦ = 0,8

Шурчи = 1,5 Курч = 10

Шпч = 5 КПЧ = 8 (при використанні транзисторного ПЧ)

Шупч = 10

Ш = (1,3+ (5-1) / 0,8 + (10-1) / (8 ? 0,8)) / 0,8 = 9,5 <Шдоп = 21,02?

? можна обійтися без УРЧ.4.4. Вибір гетеродина

Вихідні дані для вибору гетеродина:

- Робоча частота fг = fc-fпр = 1,3-0,03 = 1,27 ГГц;

- Необхідна вихідна потужність РГвих;

- Діапазон перебудови по частоті;

- Шумові характеристики.

Доцільно використовувати напівпровідниковий гетеродин на діоді Ганна (ГДГ). Вихідна потужність гетеродина повинна бути достатня для нормальної роботи змішувачів і схем ЧАПЧ всіх трьох каналів прийому РЛС:

РГвих = (Рс + Рапчя) ? 3 = (6 + 9) ? 3 = 45 мВт;

З таблиці 8.4 [3] вибираємо ГДГ типу VSC-9019, який має такі параметри:

- Діапазон робочих частот fГ, ГГц ... 1..2 ;

- Крок перебудови: електронної Dfел, МГц ... 50;

механічної Dfмех, МГц ... 200;

- Вихідна потужність РГвих, мВт ... 100;

- Напруга живлення Uпит, В ... ... 11;

- Струм споживання I, А ... ... 0,5; 4.5. Забезпечення необхідного посилення трактом ВЧ

Забезпечення достатнього посилення радіосигналу трактом ВЧ необхідно для нормальної роботи детектора, а також отримання низького рівня шуму. Основне посилення забезпечується в тракті ПЧ. Основними вимогами до підсилювальним каскадам лінійного тракту є їх достатня стійкість (можливо менше число каскадів) і побудова на основі найбільш економічної та сучасної електронної бази.

Коефіцієнт посилення лінійного тракту:

,

де RА- активний опір антени;

Uпр- амплітуда сигналу на виході ППЧ;

Необхідна амплітуда сигналу на виході ППЧ визначається амплітудою напруги, необхідної для нормальної роботи детектора: U вих = 1В.

Розрахунок коефіцієнта посилення лінійного тракту:

Коефіцієнт передачі по потужності згідно таблиці 6.1 [3] для транзисторного перетворювача частоти приймемо рівним:

КРпч = 8

Амплітуда напруги на вході УПЧ:

Uвх = 4Рвх ? Rвх = 2 ? Ра ? КВЦ ? КПЧ ? Rвх = 2 ? 10-12 ? 0,8 ? 8 ? 103 = 0,13 мВ.

Коефіцієнт посилення УПЧ по напрузі:

Купчу = U вих / Uвх = 1 / (1,3 ? 10-4) = 7,6 ? 1034.6. Розрахунок селективності

Селективність по дзеркальному каналу забезпечується за допомогою частотно - виборчої вхідний ланцюга, а по сусідньому каналу - використовуючи два одиночних контуру: на виході перетворювача частоти і на виході ППЧ.

Селективність по дзеркальному каналу:

Приймаємо dес = 0,006

= 23,8 дБ,

Еквівалентну згасання одиночних контурів:

dеп = П / (O2 ? fпр) = 6,3 / (O2 ? 30) = 0,15

Селективність по сусідньому каналу:

Вважаємо: Dfск = П = 6,3 МГц;

n = 2,

тоді:

= 18,9 дБ4.7. Розподіл спотворень

При розгляді такої характеристики РПрУ, як допустимий рівень частотних і тимчасових спотворень сигналу, зупинимося на найбільш істотному для приймачів імпульсних сигналів показнику - викривлення переднього фронту імпульсу. Розподіл спотворень цього виду по каскадах РПрУ можна виразити у величині часу встановлення переднього фронту імпульсу і записати наступним чином:

= 0,2 мкс

Спотворення, що вносяться вхідний ланцюгом незначні і складають:

0,0064 мкс

УРЧ є інерційним ланкою, тому спотворення, внесені їм, досить великі: 0,024мкс

Спотворення, що вносяться перетворювачем частоти, складають:

0,008мкс

Найбільші спотворення переднього фронту радиоимпульсов вносяться детектором через шунтування вихідного контуру УПЧ вхідним опором детектора:

0,04мкс

Що залишився спотворення переднього фронту імпульсу вноситься порівняно вузькосмуговим УПЧ. Визначимо допустимі спотворення, що припадають на один каскад УПЧ:

4.8. Структурна схема РПрУ

 Рис 2.8.1

Структурна схема радіоприймального пристрою моноимпульсной РЛС супроводу

Вхідні ланцюг (ВЦ)

Вхідні ланцюг приймача забезпечує захист приймача від перевантажень і пошкодження СВЧ потужністю сигналу, що надходить на робочої частоті при роботі на одну антену з передавачем. ВЦ пов'язує вихід антенно-фідерного пристрою з входом першого каскаду приймача, в даному випадку зі змішувачем. При цьому вхід і вихід вхідний ланцюга повинні бути узгоджені з хвильовими опорами приєднуваних до них ліній передач, щоб у місцях з'єднання не виникало відображень НВЧ енергії.

У нашому випадку вхідні ланцюг повинна виконувати наступні функції:

- Частотна селекція прийнятих сигналів для зменшення перешкод на неробочої частоті.

- Придушення дзеркального каналу.

- Захист першого каскаду приймача від перевантаження і пошкодження потужністю НВЧ сигналів, що надходять в приймач на робочих частотах.

Для захисту приймача від перевантажень будемо використовувати антенний перемикач (АП) і пристрій захисту приймача (УЗП).

Для виконання ВЦ функцій селекції і придушення шумів дзеркального каналу використовуємо смугової фільтр.

Перетворювач частоти (ПЧ)

Перетворювач частот (змішувач) РПрУ РЛС часто виконується на діодах по балансної схемою. Для балансних змішувачів на діодах з бар'єром Шотки (ДБШ) втрати сигналу в сантиметровому і міліметровому діапазоні становлять відповідно 5..8 і 6..10 дБ, а коефіцієнт шуму - 6..9 і 7..12 дБ, що неприйнятно в нашому випадку через відсутність УРЧ у складі радиотракта.

У сантиметровому діапазоні використовують ПЧ на біполярних транзисторах (БТ), які володіють коефіцієнтом посилення 3-12 дБ і коефіцієнтом шуму 1,7 - 4,6 дб. Проте кращі характеристики в усьому НВЧ діапазоні мають ПЧ на польових транзисторах (ПТ), так як в більш широкому діапазоні 1-15 ГГц вони забезпечують посилення 8-12 дб при коефіцієнті шуму 1,1 - 3,5 дб. До переваг змішувачів на ПТ можна віднести простіші ланцюга зміщення по постійному струму і більш високу температурну стабільність. Тому використовуємо транзисторний перетворювач частоти на польовому транзисторі з бар'єром Шотки (ПТШ), підсилювальні і шумові властивості якого, в основному, і визначать чутливість РПрУ.

Підсилювач проміжної частоти (ППЧ)

Основне посилення в РПрУ забезпечується підсилювачем проміжної частоти. Схемотехніка каскадів цього пристрою різноманітна, проте помітно спростити приймач дозволяє застосування як підсилюючих елементів аналогових інтегральних мікросхем (ІМС).

Основні вимоги, пропоновані до ППЧ - це малий коефіцієнт шуму й досить високий коефіцієнт посилення, а крім того він повинен володіти широким динамічним діапазоном, лінійної ФЧХ і рівномірної АЧХ в робочому діапазоні частот, добре узгоджений, мати високої надійністю.

В даний час в найбільшій мірі цим вимогам задовольняють УПЧ на інтегральних мікросхемах. ППЧ з логарифмічною амплітудної характеристикою (ЛАХ), який найкращим чином виконує підсилювальні функції при широкому динамічному діапазоні вхідних сигналів, реалізуємо на ІМС.

Детектор (Д) імпульсних сигналів

При детектуванні імпульсних сигналів разлиают два види: пікове і імпульсна детектування. У першому випадку визначається лише амплітуда імпульсів, якість ж відтворення форми їх обвідної відіграє другорядну роль.

У нашому випадку імпульсного детектування необхідно відтворити огибающую кожного вступника на детектор радиоимпульса. Для цього зазвичай застосовується діодний детектор, стала величина часу (RC) навантаження якого вибирається досить великий, так, щоб протягом часу між радиоимпульсами напруга на виході не встигало помітно знизитися, а змінювалося за законом обвідної послідовності радіоімпульсів. Наявність у схемі детектора реактивних елементів призводить до спотворення форми імпульсів, т.к. викликає перехідні процеси, за рахунок яких збільшується час встановлення tуі час спаду tспімпульсов на його виході. Забезпечення мінімальних спотворень форми імпульсів (tуі tсп), в заданих межах, є головним завданням імпульсного детектора. Бажано при цьому отримати високий коефіцієнт передачі, але не за рахунок збільшення спотворень понад заданої величини.

Режим роботи і параметри схеми імпульсного детектора вибирається з умови забезпечення допустимих спотворень форми імпульсів.

Схеми пікового і імпульсного детекторів аналогічні, відмінність тільки в тому, що постійна часу навантаження у пікового детектора на два, три порядки більше, ніж у імпульсного. У таких детекторах використовують германієві діоди.4.9. Вибір елементної бази. Завдання на розробку каскадів.

На частотах до 7 ГГц в транзисторних перетворювачах широко використовуються біполярні транзистори (БП), на більш високих частотах, включаючи міліметровий діапазон - польові транзистори з бар'єром Шотки (ПТШ). Маючи вибір між БП і ПТШ перевагу віддають ПТШ, оскільки вони володіють кращими шумовими і підсилювальними показниками, тому використовуємо транзисторний перетворювач частоти на двухзатворном ПТШ. Для застосування в змішувачі був обраний арсенид-Галієв ПТШ АП 328-2, альтернативи якому вітчизняна промисловість не випускає.

Вихідні дані для розрахунку:

Частота вхідного сигналу fc = 1,3 ГГц; l = 23см;

Коефіцієнт шуму транзистора штр = 1,5 (орієнтовно)

Частота гетеродина fг = 1,27 ГГц

Для застосування в УПЧ зупинимося на вітчизняних ІМС серії К175. Серія ІМС 175 являє собою комплект інтегральних мікросхем, призначених для застосування в трактах проміжної частоти радіолокаційної і зв'язковою техніки, а так само в інших вузлах РЕА.

ІМС К175УВ2 - універсальна підсилювальна схема, має такими характеристиками:

Напруга джерела живлення - 6,6 В

Струм споживання - 3,5 мА

Коефіцієнт посилення - 10

Вхідний опір - 1 кОм

Вихідний опір - 1,9 кОм

Верхня гранична частота - 40 МГц

Коефіцієнт шуму - 10 дБ

ІМС К175УВ4 - універсальна підсилювальна схема, має такими характеристиками:

Електричні параметри ІМС К175УВ4 при 25 + 10оС і Uпит = 6,3 В:

- Струм споживання Iпот, мА при Uвх = 0 В, не більше ... 1,8 ... 3;

- Напруги на висновках, В: 9 ... 3 5 ... 4,5;

11 ... 2 ... 2, 9;

12 ... 1,3 ... 1,5 ;

13 ... 0,9 ... 1,5;

між висновками 2 і 10 ...- 2 ... + 2;

- Крутизна вольт-амперної характеристики Sе, мА / В,

при Uвх = 10 мВ і fвх = 1 МГц ... ... 10;

- Коефіцієнт шуму kш, дБ при fвх = 20 МГц, не більше ... 8;

- Верхня гранична частота fв, МГц, при Uвх = 10 мВ ... 150.

Граничні експлуатаційні параметри ІМС К175УВ4:

- Напруга живлення Uпит, В: мінімальне ... 3;

максимальне ... 9,5;

номінальне ... 6,3;

- Максимальна напруга, В, на висновках: 2,10 ... 12,5;

13 ... 1,2;

- Вхідна напруга, В: синфазное ... 2 .. .4,4;

диференціальне ...- 2 ... + 2;

Виходячи з необхідності забезпечення таких параметрів УПЧ, як

- Низький коефіцієнт шуму;

- Малі спотворення переднього фронту радиоимпульсов;

- Заданий коефіцієнта посилення при мінімальному числі каскадів

- Мінімальну собівартість (виходячи з даних табл. 6.1),

для використання в УПЧ вибираємо [7] ІМС К175 УВ 4 (ріс.4.9.2).

Рис. 4.9.2: принципова схема ІМС К175УВ4

Призначення висновків: 1 - загальний;

2 - вихід 1;

3 - внутрішній навантажувальний резистор 1;

4 - вход1;

5 - загальна точка внутрішніх навантажувальних резисторів;

6 - вхід 2:

7 - внутрішній навантажувальний резистор 2;

8 - + Uпит;

9 - висновок дільника напруги 1;

10 - вихід 2;

11 - висновок дільника напруги 2;

12 - висновок дільника напруги 3;

13 - вхід регулювання посилення;

14 - вивід установки і контролю режиму.

Дані для розрахунку:

Частота сигналу fпч = 30 МГц

Коефіцієнт посилення К = 6 ? 103

Спотворення переднього фронту імпульсу tу = 0,09 мкс;

Для використання в детекторі з літератури [3] вибираємо детектирующий напівпровідниковий діод Д9Б, тому його характеристики задовольняють наступним вимогам:

fпч = 30 МГц Cд = 1 ... 2 пФ;

Uпр = 0,9 В;

Іпр = 90 мА;

Ri = 10 Ом;

Uобрmax = 10 В;

Iобр = 250 мкА;

Rобр = 0,4 МОм.

Дані для розрахунку:

Частота сигналу ПЧ fпч = 30 МГц;

Параметри вхідного контуру Lк = 50 нГн; Ск = 2 пФ;

Допустимі спотворення імпульсу:

Час наростання імпульсу tу = 0,2 мкс;

Час спаду імпульсу tсп = (0,3 ... 0,5) ? tи = (0,3 ... 0,5) ? 1 = 0,3 мкс;

UвхДет = 0,5 В;

Kд ~ 0,8 ... 0,9.5.Расчет елементів принципової схеми приймача 5.1. Антенний перемикач

Одним з основних вузлів РЛП є антенний перемикач (АП) .Антенние перемикачі призначені для комутації передавача до антени на час приходу відбитих або відповідних сигналів. Вони повинні: забезпечити зменшення до мінімуму потужності випромінюваного зондуючого імпульсу що просочується на на вхід приймача; бути швидкодіючими тому з збільшенням часу спрацьовування зростає ймовірність пробою вхідних ланцюгів приймача, а зі збільшенням часу востановления збільшується мінімальна дальність РЛС (мертва зона огляду на малих відстанях від РЛС); мати мінімальні втрати потужності при випромінюванні зондуючого імпульсу і особливо при прийомі відбитого від цілі сигналу; володіти великим терміном служби і високою надійністю. Комутаційні АП складаються налаштованих відрізків ліній і газорозрядних приладів (розрядників), змінюють опір під дією потужних НВЧ сигналів. Розрядники включають в фідерний тракт РЛС паралельно або послідовно.

АП на необоротних елементах застосовують у РЛС сантімітрового діапазону. В якості необоротних елементів використовують фідерні вентилі і циркулятори.

При розташуванні фериту хвилеводі, передана по волноводу електромагнітна енергія. Залежно від напрямку її руху або поглащается або проходить практично без втрат. Ферит поміщається в сильне поле постійного магніту. При цьому феромагнітний резонанс настає тільки при русі електромагнітної хвилі в одному напрямку. При резонанасе практично вся СВЧ енергія в хвилеводі поглащается вентилем.

Вибір типу АП залежить отмощності випромінюваного зондуючого імпульсу. При потужності імпульсу 100-150 КВт АП реалізують шляхом подальшого з'єднання феритового циркулятора, газового розрядника і діодного резонансного НВЧ обмежувача (рис.)

При потужності 1-2 КВт газовий розрядник не вводять в склад АП.

В АП (рис.) Використовують два послідовно з'єднаних циркулятора Ц1 і Ц2. Сигнал від передавача надходить на плечі 1 циркулятора Ц1 і через плечі 2 подається в антену; при цьому на вихід плеча 3 сигнал від передавача проходить з істотним ослабленням (13- 25 дб). Далі сигнал з плеча 3 циркулятора Ц1 подається через циркулятор Ц2 на розрядник Р, зменшуючи його опір до нуля. При цьому НВЧ сигнал відбивається від розрядника до плеча 2 циркулятора Ц2 і поглинається в узгодженої навантаженні R. Запалювання розрядника Р через деякий час (с) після зміни зондуючого імпульсу. Виділяється за цей час енергія може вивести з ладу наступні каскади приймача. Для запобігання цьому в схемі АП передбачається НВЧ обмежувач, підключений до основної лінії в т.А через відрізок лінії l = l / 2. Обмежувач складається з последовательносоедіненних діода Д і короткозамкнутого шлейфу довгою l2с індуктивним реактивним опором, паралельно яким підключений розімкнений ємнісний шлейф завдовжки l1. При сигналі високого рівня діод Д еквівалентний ланцюзі з последовательносоедіненних опору і індуктівності.прі цьому між т.В і підкладкою утворюється паралельний резонансний контур, опір якого при резонансі велике. Значить, четвертьволновий відрізок лінії довгою l високого рівня сигналу працює практично в режимі холостого ходу; вхідний опір лінії одно 0. Отже, сигнал просочується в обмежувач відбивається назад в циркулятор Ц2. Корисний сигнал, відбитий від цілі, надходить від антени на плечі 2 циркулятора Ц1, практично без послаблень передається на плечі 3 циркулятора Ц1 і далі через плечі 1 і 2 циркулятора Ц2 на розрядник Р. Потужність відбитого сигналу недостатня для запалювання розрядника, внаслідок чого прийнятий антеною сигнал передається по основній лінії в наступні каскади приймача. Для сигналу малого рівня відрізок лінії довгою l працює практично в режимі К.З .; вхідна сопративление цієї лінії одно нескінченності і енергія прийнятого сигналу проходить в наступні каскади РЛП практично без ослабленія.5.2. Розрядники захисту приймача

Захист триодов вхідного каскаду РЛП отперегрузкі і пошкодження СВЧ сигналами (від власного передавача РЛС або від зовнішніх джерел перешкод) в смузі робочих частот, як уже зазначалося, зазвичай здійснюють разрядником захисту приймача (РЗП) і обмежувачем СВЧ-потужності на напівпровідникових діодах.

РЗП описуються двома групами параметрів: параметрами низького рівня потужності, котрі характеризують властивості РЗП в режимі прийому слабких сигналів (НВЧ розряду немає), і параметрами високого рівня потужності котрі характеризують його захисні властивості при впливі на нього потужних імпульсів НВЧ (відбувається НВЧ розряд).

До параметрів низького рівня потужності відносяться:

- Смуга робочих частот Праб = fmax - fmin, виражена у відсотках по відношенню до середньої частоті робочого діапазону Праб,%;

- Втрати в режимі прийому Lпр, дБ;

- Коефіцієнт стоячої хвилі КСВ.

Основними параметрами високого рівня потужності є:

- Максимально допустима імпульсна потужність Pи (кВт) на вході РЗП;

- Потужність запалювання Pзаж (мВт) - максимальна імпульсна потужність, на вихід ЗП;

- Енергія піку Wп (Дж) і потужність пласкою частини Pпл (мВт) НВЧ імпульсу, що просочується через РЗП під час його горіння;

- Час відновлення РЗП tв (мкс),

- Характеристика часу tGпосле закінчення вх.імпульса СВЧ, протягом якого втрати знизяться до умовної величини Lпр + G (дБ).

Доданий обмежувач, в відрізняє від РЗП, не вимагає ніяких живлять напруг і тому забезпечує захист як при включеній, так і при вимкненій апаратурі. Він характеризується двома станами: станом пропускання при малої потужності сигналу, тобто на низькому рівні потужності (втрати пропускання Lпрмали), і при станом замикання при великій потужності сигналу, тобто на високому рівні потужності (втрати замикання Lзапвелікі) .5.3. Вхідні ланцюг

У використовуваному діапазоні частот в силу особливостей несиметричних Полоскова волноводов [9] найбільш перспективне використання узгоджувальних ланцюгів на мікросмужкових лініях. Основними характеристиками микрополосковой лінії, перетин якої показано на (рис.5.1.1, б) є: хвилеве опір і ефективна діелектрична проникність, які залежать від товщини підкладки Н, ширини микрополосковой лінії Е, товщини металізованого шару t і відносної діелектричної проникності e. З міркувань технологічності широке застосування в якості смугових фільтрів (ПФ) знаходить пов'язана система з резонансних напівхвильових розімкнутих резонаторів [3]:

 а)

 б)

рис.5.1.1

Такий ПФ (рис.5.1.1, а) утворений поруч однакових паралельно пов'язаних ліній (довжина ділянки зв'язку дорівнює L0 / 4), і є найбільш вживаним через відсутність особливо критичних розмірів.

Основними вихідними даними для проектування такого смугового фільтра є:

частота сигналу, смуга пропускання приймача, загасання в смузі пропускання Lп, зазвичай прийняте за 3 дБ, смуга загородження Пз, определемая в нашому випадку як Пз = 4fпч = 120 МГц, загасання на межах смуги загородження Lз = 26 дБ, хвильові опору підводять ліній W0 = 75 Ом.

При використанні для апроксимації частотної характеристики фільтра максимально плоских функцій Баттерворта можемо порахувати число елементів n за формулою:

n = lg (Lз-1) / (Lп-1) / lg (Пз / Ппр)

n = lg (20-1) / (1,4-1) / lg (120 / 1,03) = 0,81

Округляємо в більшу сторону і отримуємо, що проектований ПФ повинен складатися з (n + 1) = 2 елементів.

Електрична довжина liотрезков пов'язаних ліній всіх ланок фільтра однакова: li = L0 / 4,

де L0- довжина хвилі в лінії на частоті fс: L0 = f0 / 2e,

e - ефективна діелектрична проникність середовища в лінії, рівна для симетричній Полоскова лінії відносної діелектричної проникності діелектрика лінії.

Для знайденого значення n і заданого Lп = 1,4 і Пп / f0 = 0,2 визначаємо (n + 1) коефіцієнт qi (табл. 3.4) [9], які являють собою перепади характеристичних опорів ступеневої переходу:

q1 = q3 = 833,56 q2 = 374123

Потім визначаємо величину перехідних затуханий пов'язаних ланок (дБ):

Сi = 10lg (qi + 1)

q1 = q3 = 833,56 q2 = 374123

C1 = C3 = 29,2 дБ C2 = 55,7 дБ

Тепер по таблиці 3.5 [9] визначаємо для кожної ланки bi / d і Si / d

b1 / d = b3 / d = 0,993

S1 / d = S3 / d = 3,085.4. Перетворювач частоти (змішувач)

Схема перетворювача частоти на польовому транзисторі

із зовнішнім гетеродином ([4]):

У перетворювачі частоти на двухзатворном ПТШ АП 328-2 напруги сигналу і гетеродина подаються на різні затвори, що дозволяє домогтися кращої розв'язки між сигнальній і гетеродинної ланцюгом порівняно з змішувачем на однозатворних ПТ ([3]). Перетворення частоти забезпечується за рахунок зміни крутизни стік - затворної характеристики по сигнальному затвору під впливом змінної напруги на гетеродинних затворі.

Рис.3

Основні параметри транзистора беремо з довідника [5].

Uси = 2 В.

Rи = 200 Ом.

Iс о = 5 мА.

Uзи о = 0,5 В.

Sнач = 6 мА / В

Користуючись характеристиками ПТ (рис.3), вибираємо напруга зсуву:

Eсм = UЗІотс / 2 = 0,5 / 2 = 0,25 В

Сума амплітуд сигналу і гетеродина не повинна перевищувати Eсм.

Вважаємо, що для ПТ крутизна при UЗИ = 0: Sнач = 6 мА / В,

при UЗИ = UЗІотс / 2: Sнач / 2 = 1,5 мА / В

Залежність струму стоку від напруги затвор-витік UЗІімеет вигляд:

IС = 0,5 ? Sнач ? (1+ UЗИ / UЗІотс) 2

При подачі на вхід змішувача напруг сигналу uc = Uсcoswct і гетеродина Uг = Uгcoswгt отримуємо амплітуду струму частоти wп = wг-wс:

Iп = 0,5 ? Sнач ? Un ? Ur / UЗІотс

Крутизна перетворення:

S пр = 1/2 ? Sм1 = 1/2 ? (Sмакс- Sмін) / 2 = (6-1,5) / 4 = 1,12 мА / В

Задамося L1 = L2 = 1 мкГн;

N3 = С4 = 1 / ((2 ? f0) 2 ? L) = 1 / ((2 ? 3,14 ? 3 ? 107) 2 ? 10-6) =

= 28 ? 10-12 = 28 пФ

Характеристичний опір контурів:

rк = OLк / Nк = O10-6 / 28 ? 10-12 = 1,9 ? 102

По таблиці 6.1 [3] знаходимо відношення смуги пропускання двоконтурного резонансного каскаду до смузі приймача:

Y (n) = 1,56

Смуга пропускання одного каскаду ППЧ за рівнем -3 дБ:

Пiупч = П ? Y (n) = 6 ? 1,56 = 9,3 МГц

Еквівалентну згасання контурів:

d е = Пiупч / O2 ? f0 = 9,3 / O2 ? 1,3 ? 109 = 0,05

Вважаємо коефіцієнт включення транзистора в

резонансний контур m1 = 1;

d е / rк = d0 + m12 ? gвих.ПТ + m22 ? gвх.УПЧ

Виходячи з умов [3] задамося власними загасаннями:

d0 @ 0,006..0,01. Приймаємо: d0 = 0,006; gвихПТ @ 0.

Коефіцієнт підключення m2:

Коефіцієнти передачі змішувача:

по напрузі:

Кu = m1 ? m2 ? S пр ? rк / 2 ? d е = 1 ? 0,8 ? 1,12 ? 10-3 ? 1,9 ? 102/2 ? 0,05 = 1,7

по потужності:

Кр = Кu2 ? R а / RвхУПЧ = 1,7 ? 75/1 ? 102 = 2,2

Для розрахунку коефіцієнта шуму змішувача на ПТШ необхідні матриці S-параметрів транзистора АП328А2, які, як правило, визначаються експериментально (в довідковій літературі не виявлені). Тому оцінимо коефіцієнт шуму транзистора в режимі перетворення частоти:

ШПЧ = (2..3) ? штр = (2..3) ? 1,5 @ 3 дБ

Розрахунок змішувача по постійному струму:

Напруга зсуву:

Есм = Uсі0 = Icо ? R2 = 0,25 В

R2 = 0,25 / 5 ? 10-3 = 50 Ом

Напруга джерела живлення:

Еп = Uсі0 + Icо ? Rи = 0,25 + 5 ? 10-3 ? 0,2 ? 103 = 1,25 В

Так як необхідно узгодити ПЦ і вхід змішувача з хвилевим опором антенно-фідерного тракту 75 Ом, то взявши R1 = Roo = 75 Oм одержимо вхідний опір змішувача Rвх = 75 Ом (тому вхідний опір ПТШ досить велике) .5.5. Підсилювач проміжної частоти (ППЧ)

Підсилювачі з широким динамічним діапазоном можуть бути побудовані за схемою підсилювача-обмежувача (УО) або підсилювача з логарифмічною амплітудної характеристикою (ЛАХ). У останніх між вхідним і вихідним сигналом існує цілком певна функціональна залежність виду:

УО такої залежності не характеризуються.

Логарифмічні підсилювачі можуть бути виконані по паралельній та послідовній і схемою. У першій використовується паралельне включення каскадів підсилювача з різним коефіцієнтом посилення. Для захисту від перевантажень і підвищення стабільності на виході кожного каскаду ставиться двосторонній усилитель-обмежувач, і з виходу кожного каналу сигнали сумуються. Однак збільшення масогабаритних показників, пов'язане з необхідністю використання значної кількості каналів, зумовило більшого поширення підсилювачів з ЛАХ, побудованих за методом послідовного посилення і підсумовування:

Ріс.5.5.1.

Такий підсилювач (ріс.5.5.1) являє собою послідовне з'єднання кількох каскадів, кожен з яких, в загальному випадку, містить лінійний підсилювач і двосторонній обмежувач. Виходи всіх каскадів об'єднані сумматором через буферні каскади (БК), що сприяють збільшенню розв'язки між каскадами та підвищення стійкості підсилювача. Для отримання амплітудної характеристики, досить добре наближається до логарифмічною, все каскади повинні бути ідентичні. Залежно від особливостей реалізації та призначення логарифмічного підсилювача, в узагальнену схему можуть вноситися зміни. Так, можливо поєднання функцій лінійного посилення і двостороннього обмеження, наприклад в ІМС; суматор може бути виконаний у вигляді резистора, підсилювального каскаду або лінії затримки; буферні каскади можуть використовуватися також і для корекції частотної та фазової характеристик підсилювача.

Амплітудна характеристика логарифмічних підсилювачів описується системою рівнянь:

де К0- коефіцієнт посилення в лінійному режимі; Uao.i- ii?iaiaue o?iaaiu aoiaiiai neaiaea, ia ? eiay n eioi?iai aiieeooaiay oa?aeoa?enoeea noaiiaeony eiaa?eoie ? aneie; b - коефіцієнт, що визначає нахил ЛАХ.

Основні показники логарифмічного підсилювача можуть визначити з співвідношень [11]:

де Кос коефіцієнт посилення одного каскаду на ІМС;

Dвх = Uao.макс / Uao.i- логарифмический динамічний діапазон підсилювача, який визначається протяжністю логарифмічного ділянки амплітудної характеристики і рівний динамічному діапазону зміни рівня вхідних сигналів;

Uao.макс- максимальний рівень вхідної напруги, відповідний кінця логарифмічного ділянки амплітудної характеристики;

Uao.i- напруга на вході ІМС, при якому починається амплітудне обмеження;

n - число каскадів підсилювача;

K0n- к-т посилення всього підсилювача в лінійному режимі;

d - помилка, пов'язана з відхиленням АХ від логарифмічною.

Дані до розрахунку:

- Частота сигналу ПЧ: fпч = 30 МГц;

- Вибірковість по сусідньому каналу: Seск = 10 дБ;

- Коефіцієнт посилення УПЧ: K0n = 13440;

- Спотворення переднього фронту імпульсу: Dtі = 0,15 мкс;

- Динамічний діапазон вхідних сигналів Dвх = 60 дБ;

- Динамічний діапазон вихідних сигналів Dвих = <10 дБ;

- Поріг логарифмирования АХ: Uao.i = 1 ? 10-4В.

Принципова схема УПЧ [11] наведена на ріс.5.5.2

Ріс.5.5.2 Принципова схема УПЧРасчет ППЧ на ЕОМ

Зважаючи на обмеженість вибору ІМС, що володіють відповідними паспортними даними, а так само труднощі аналітичного рішення системи, розрахунок ППЧ будемо проводити методом послідовних наближень з використанням ЕОМ і програми Micro Cup V. Розрахунок логарифмічною амплітудної характеристики ППЧ виконаємо за програмою власної розробки WinЛАХ. Нижче наведені результати розрахунку, а лістинг програми WinЛАХ даний у додатку.

5.6. Розрахунок детектора

Для детектування радиоимпульсов, тобто для перетворення їх в відеоімпульси, використовуємо послідовні діодні детектори, виконані за схемою (ріс.5.5.1).

 L д

 З н

 С к

 R н

ріс.5.5.1Последовательний доданий детектор

Відеоімпульси з виходу детектора поступають на видеоусилитель.

Дані для розрахунку:

Частота сигналу ПЧ fпч = 30 МГц;

Параметри вхідного контуру Lк = 50 нГн; Ск = 2 пФ;

Допустимі спотворення імпульсу:

Час наростання імпульсу tу = 0,2 мкс;

Час спаду імпульсу tсп = (0,3 ... 0,5) ? tу = (0,3 ... 0,5) ? 0,2 = 0,1 мкс;

UвхДет = 0,5 В;

Kд ~ 0,8 _ 0,9.

Крутизна ВАХ діода:

Sд = Diд / Duд = 1 / Riд = 1/10 = 0,1

Ємність в навантаженні:

Cн = 15 ? Cд- Cм = 15 ? 2 пФ - 8 пФ = 22 пФ

Rн ~ = tсп / (2,3 ? CН) = 0,1мкс / (2,3 ? 22пФ) = 5.1кОм -параллельное опір Rні Rвх = 1кОм (у разі використання ВУ на ІМС К175УВ2)

Опір навантаження детектора

Rн = (Rн ~ ? Rвх ву) / (Rн ~ + Rвх ву) = (5,1к ? 1к) / (5,1к + 1к) = 1,2 кОм

Перевірка правильності обраних параметрів детектора:

Rн ~ ? (Cн + CвхвУ + Cм) E (1..2) / fпр

5,1 кОм ? (22 пФ + 50 пФ + 8 пФ) E (1..2) / 30 МГц

4 ? 10-6> 0,067 ? 10-6? параметри детектора обрані правильно.

Коефіцієнт передачі детектора Кд:

Кд = cosQ @ 0,8 ... 0,9

де Q = O3p / (Sд ? Rн) = O 3p / 0,1 ? 1,2к = 0,428

звідси Кд = 0,9

Вхідний опір детектора Rвх

Rвх = Rн / 2 = 1,2к / 2 = 0,6 кОм

Визначимо час встановлення фронту tуд

tуд = Rн ? Cн ? (2 ? Riе + Rе) / (0,5 ? Rн + 2,5 ? Riз + Rе) =

= 1,2 ? 103 ? 22 ? 10-12 ? (2 ? 10 + 1,9 ? 103) / (0,5 ? 1,2 ? 103 + 2,5 ? 10 + 1,9 ? 103) = 0 , 2 мкс

Коефіцієнт підключення mд

Lк = 50 нГн і Cк = 2 пФ - параметри вихідного каскаду УПЧ;

rк = OLк / Cк = 158 Ом - характеристичний опір контуру

d0 = 0,006 [довідник Петрова] ? П0,7 ППЧ = d0 ? fпр = 5 МГц

dвн д = П0,7 ППЧ / 2 ? fпр = 5 МГц / 1270 МГц = 0,004 - зквівалентного загасання, що вноситься детектором

mд = dвн д ? Rн / 2 ? rк = 0,004 ? 1200/2 ? 158 = 0,15

Повний коефіцієнт посилення детектора

Кд' = Кд ? mд = 0,9 ? 0,15 = 0,135

Розрахунок ємності розділового сонденсатора Ср

D% <= 1 ... 3% - спад плоскої вершини

Ср = (tи ? 100%) / ((Rн + Rвх ву) ? D%) =

= 0,66 ? 10-6 ? 100% / ((1,2 ? 103 + 1000) ? 2%) = 15 нФ

Визначимо чи потрібно ставити дросель для фільтрації пульсацій імпульсу fпрЕслі Кф <0,01-0,02, то дросель можна не ставити

Кф = (Свх ву / (Cн + Свх ву)) ? 1 / (2p ? fпр ? Сп ? Rн + 1) =

= (50 пФ / (22пФ + 50пФ)) ? 1 / (2 ? p ? 30 МГц ? 22пФ ? 1,2кОм + 1) = 0,14

Умова не виконується, значить дросель потрібен.

Резонансна частота fдрпаразітного контуру СдрLдр:

Сдр @ 3 ... 5пФ, приймаємо Сдр = 2пФ

fдр @ 0,7fпр = 0,7 ? 30 МГц = 21 МГц

Lдр = 1 / ((2p) 2 ? fдр2 ? Сдр) = 1 / ((2p) 2 ? 21 МГц2 ? 2пФ) = 28,7 мкГн

Кф'прі наявності дроселя

Кф' = Сдр / (Сдр + Свх ву) = 2пФ / (2пФ + 50пФ) = 0,045.7. Перевірочний розрахунок

Перевіримо, чи відповідає спроектований приймач вимогам технічного завдання.

Дані до розрахунком:

Кр.ф. = ? 0,8

Швц = 1,5 КВЦ = 0,8

Шпч = 3 КПЧ = 1,25

Шупч = 10 купчу = 6 ? 103

Ш = (Швц + (Шпч-1) / КВЦ + (Шупч-1) / (КВЦ ? КПЧ)) / Кр.ф. =

= (1,5 + (3-1) / 0,8 + (10-1) / (0,8 ? 1,25)) / 0,8 = 12,5 / 0,8 = 15,6 <Шдоп = 21

При такому коефіцієнті шуму чутливість приймача:

РА = [Ш / Кр.ф + (tА- 1)] ? (Pc / Pш) до ? Т0 ? ПШ = [15,6 / 0,8 + (0,48 - 1)] ? 1,4 ? 1 , 38 ? 10-23 ? 290К ? 6,93 ? 106 = 0,73 ? 10-12 <Ра (ТЗ) = 1 ? 10-12

Отже, спроектований приймач відповідає всім вимогам ТЗ.Прінціпіальная схема приймача

Специфікація елементів

6.Техніка-економічне обґрунтування 6.1. ТЕО вибору елементної бази

У ППЧ доцільно застосування вітчизняних ІМС серії К175. Серія ІМС 175 являє собою комплект інтегральних мікросхем, призначених для застосування в трактах проміжної частоти радіолокаційної і зв'язковою техніки, а так само в інших вузлах РЕА.

Табл.6.1 Ціна різних ІМС 175 серії [14]

 Найменування ІМС Ціна, руб.

 175ув1 а 9.60

 175ув 1б 9.80

 175ув2 а 14.40

 175ув 2б 10.80

 175ув 3а 13.80

 175ув 3б 13.20

 175ув 4а 13.40

 175ув 4б 8.20

Виходячи з необхідності забезпечення таких параметрів УПЧ, як

- Низький коефіцієнт шуму;

- Малі спотворення переднього фронту радиоимпульсов;

- Заданий коефіцієнта посилення при мінімальному числі каскадів

- Мінімальну собівартість

За даними табл. 6.1, для використання в УПЧ вибираємо [7] ІМС К175 УВ 4.6.2. Розрахунок техніко-економічних показників блоку ПЧ

Розрахунок собівартості виготовлення виробу

Собівартість вироби являє собою сукупність всіх витрат на виробництво і реалізацію продукції.

Табл.6.2Стоімость комплектуючих деталей для розробленої схеми блоку ПЧ

 найменування комплектуючих кол-во вартість, руб.

 одиниці загальна

 ІМС К175УВ4 10 Травня 50

 Резистори МЛТ-0,125 17 0,05 0,85

 Конденсатори К-50-11 18 0,2 3,6

 Котушка індуктивності 1 1 січня

 Транзистор КП302А 1 1 січня

 Вартість схеми З схеми 56,35

 Транспортні витрати Р трансп = С схеми ? 5% 2,82

 Разом вартість комплектуючих З компл 59,17

Розрахунок собівартості виготовлення друкованої плати блоку ПЧ:

Необхідно врахувати вартість напівфабрикатів, що йдуть на виготовлення друкованої плати блоку ПЧ. Як матеріал вибираємо двосторонній фольгований гетинакс, вартістю 50 руб. за 1 м2. Для розроблюваного виробу необхідна одна друкована плата площею 60 см2. Вартість матеріалу для виготовлення друкованої плати становить:

Цмат.печ.пл. = (60/10000) ? 50 = 0,3 (грн.)

Заробітна плата основним робітникам за виготовлення друкованої плати:

Зпеч.пл = 56,95 ? 0,1 = 5,6 руб.

Накладні витрати: Н = 200%

Собівартість виготовлення друкованої плати:

Спеч.пл. = Цмат.печ.пл + Зпеч.пл ? (1 + Н) =

= 0,6 + 5,6 ? (1 + 2) = 17,4 руб.

Розрахунок зарплати основним робочим

Табл.6.3 Заробітна плата основним робітникам за виготовлення блоку ПЧ

 № вид робіт розряд час виконан-ня, година годинна ставка, руб / год зарплата, руб

1

 підготовка висновків елементів

 до установки II 0,4 2,60 1,04

 2 установка елементів III 0,48 2,88 1,38

3

 пайка висновків

 «Хвилею» III 0,002 2,88 0,01

 4 перевірка і налаштування IV 1 3,58 3,58

 5 лакування II 0,4 2,60 1,04

 Разом заробітна плата З: 4,62

Вартість допоміжних матеріалів (припій, флюс): М = 0,6 руб.

Повна собівартість розраховується за формулою:

Сполн = [Скомпл + Спеч.пл + М + З ? (1 + aцр + aзр)] ? (1 + b),

де aцр-цехові накладні витрати (90%),

aцр-общезаводские накладні витрати (120%),

з урахуванням відрахувань на соціальні потреби;

b - коефіцієнт, що враховує позавиробничі витрати (1,5%).

Сполн = [59,2 + 17,4 + 0,6 + 4,62 ? (1 + 0,9 + 1,2)] ? (1 + 0,015) @ 93 руб.

Розрахунок масогабаритних показників

Габарити і маса блоку визначаються кількістю корпусів ІМС, кількістю дискретних елементів, а так само конструкцією друкованої плати.

Табл.6.4 Маса блоку ПЧ

 найменування

 комплектуючих кол-во маса, гр.

 одиниці загальна

 ІМС К175УВ4 5 25 травня

 Резистори МЛТ-0,125 17 0,5 8,5

 Конденсатори К-50-11 18 0,5 9

 Котушка індуктивності 1 1 січня

 Транзистор КП302А 1 1 січня

 Друкована плата 25 січня 25

 Всього: 69,5

Габарити Г друкованої плати: 60 Х 100 мм.

Розрахунок показників надійності

Надійністю називається властивість об'єкта, системи, вироби, пристрої або їх частин виконувати задані функції, зберігаючи в часі значення встановлених експлуатаційних показників у заданих межах, що відповідають заданим режимам та умовам експлуатації, технічного обслуговування, зберігання і транспортування.

Розрахунок надійності грунтується на наступних припущеннях:

1. Всі елементи даного типу равнонадежни, т. Е. Інтенсивність відмов liдля цих елементів однакова;

2. Всі елементи працюють в нормальних технічних умовах;

3. Інтенсивність відмов всіх елементів не залежить від часу (терміну служби);

4. Відмови елементів є подіями випадковими і незалежними;

5. Всі елементи працюють одночасно;

6. Відмова будь-якого елементу призводить до відмови всієї системи;

При розрахунку надійності блоку ПЧ радіолокаційного приймача необхідно визначити ймовірність безвідмовної роботи пристрою в довільному інтервалі часу t, яка визначається виразом:

, Т. Е. P (t) змінюється за експоненціальним законом.

Тут l - інтенсивність відмов пристрою;

t - час, за який визначається ймовірність безвідмовної роботи.

Якщо пристрій складається з N елементів з відповідними інтенсивностями відмов l1, l2, l3 ... ln-1, lnі пошкодження одного з них призводить до порушення роботи всього пристрою, то інтенсивність відмов пристрою, що складається з елементів різних типів:

де li- інтенсивність відмов елементів i-го типу;

n - кількість елементів i-го типу;

lп- інтенсивність відмов паяних з'єднань;

m - кількість паяних з'єднань;

Інтенсивність відмов liзавісіт від властивостей радіодеталей, режиму їх роботи та умов експлуатації. Значення liдля будь-якого

класу апаратури визначається статистичними методами в ході

експлуатації.

Інтенсивність відмов паяних з'єднань залежить від культури виробництва і становить lпаек @ (10-7 ... 10-9). Візьмемо lпаек = 10-8.

Табл.6.5 Інтенсивність відмов блоку ПЧ

 Найменування

 елементів Кількість, штук Інтенсивність відмов

 одного ел-та всіх ел-тів

 ІМС К175УВ4 5

 0,6 ? 10 -6

 3 ? 10 -6

 Резистори МЛТ-0,125 17

 0,03 ? 10 -6

 0,51 ? 10 -6

 Конденсатори К-50-11 18

 0,04 ? 10 -6

 0,72 ? 10 -6

 Котушка індуктивності 1

 0,03 ? 10 -6

 0,03 ? 10 -6

 Транзистор КП302А 1

 0,4 ? 10 -6

 0,15 ? 10 -6

 Паяні з'єднання 144

 1 ? 10 - 8

 1,44 ? 10 -6

 Розрахункова інтенсивність відмов l розр:

 3,35 ? 10 -6

Інтенсивність відмов l = Кl ? lрасч,

де Кl @ 17 - коефіцієнт, що враховує роботу в реальних умовах. Звідси l = 17 ? 3,35 ? 10-6 = 5,7 ? 10-5

Задамося часом роботи t? = 8год. Тоді ймовірність безвідмовної роботи блоку ПЧ протягом 8год складе:

Задамося часом роботи t? = 1год = 24 ? 365 = 8760ч. Тоді ймовірність безвідмовної роботи блоку ПЧ протягом 1г складе:

Для оцінки надійності апаратури багаторазового використання використовується параметр Кг- коефіцієнт готовності, що представляє собою ймовірність того, що в довільний момент часу апаратура буде перебувати в стані готовності (виявиться працездатною). Коефіцієнт готовності визначається відношенням сумарного часу безвідмовної роботи (напрацювання) Тнк сумі напрацювання і часу відновлення, взятих за період експлуатації:

Середній час безвідмовної роботи пристрою:

Тн = 1 / l = 1 / 5,7 ? 10-5 = 1754 год.

Приймемо загальний час відновлення Тв = 2:00. Тоді коефіцієнт готовності:

Табл.6.6 Техніко - економічні показники блоку ПЧ

проектованого РПрУ

 № техніко-економічні показники позна-чення од-ца вим-я аналог розробка

 1 Коефіцієнт підсилення по напрузі

 До u -

 7 ? 10 Березня

 6 ? 3 жовтня

2

 Динамічний діапазон:

 · На вході

 · На виході

 D вх

 D вих дБ

 60

 10

 70

 10

 3 Коефіцієнт шуму Ш - 15 жовтня

4

 Імовірність безвідмовної роботи

 · Протягом 8 год.

 · Протягом 1 м р - 0,9972

 0,99954

 0,607

 5 Коефіцієнт готовності

 До г - 0,9965 0,99886

 6 Собівартість

 З повн руб 98 93

 7 Маса m г 139 70

 8 Габарити Г мм 80х140 60х100

Висновки

Відповідно до технічного завдання вироблено ТЕО вибору елементної бази та проведено розрахунок техніко-економічних показників блоку ПЧ проектованого РПрУ. Розрахунок показав, що розроблений блок ПЧ практично за всіма параметрами перевершує аналог, крім коефіцієнта посилення (див. Табл. 6.7). Проектування ППЧ на інтегральних мікросхемах призвело до збільшення надійності та зниження собівартості блоку, а так само поліпшенню масогабаритних показників. Однак, слід зазначити, що розробка вітчизняною промисловістю аналогової мікросхеми, цілком включає в себе весь ППЧ, привела б до ще більшого збільшення економічної ефективності застосування ІМС в приймачі РЛС.7.Охрана праці при роботі з радіолокаційною станцією

Радіолокаційна станція - об'єкт підвищеної небезпеки. Наявність небезпечних і шкідливих виробничих факторів при роботі на РЛС обумовлено специфікою праці. Завдання охорони праці полягає в забезпеченні працюючому таких умов праці, щоб при максимальній продуктивності стомлюваність його була мінімальною. Зокрема, охорона праці розглядає наявність небезпечних і шкідливих факторів при роботі на РЛС, передбачає заходи та заходи щодо попередження нещасних випадків та професійних захворювань. Згідно ГОСТ 12.003-74 (ст. РЕВ 780-77) ССБТ небезпечні та шкідливі виробничі фактори поділяються за природою дії на наступні групи:

n фізичні

n хімічні

n психофізіологічні

Одним з джерелом небезпечного впливу на людину є радіолокаційна станція. Згідно ГОСТ 120.003-74 ССБТ при роботі з РЛС на судноводія діють групи фізичних і психофізіологічних факторів. До фізичних у разі роботи з РЛС відносяться:

n підвищений рівень електромагнітних випромінювань

n підвищене значення напруженості в електромагнітної ланцюзі, замикання якого може відбутися через людину

Психофізична група чинників поділяється на:

а) фізичні перевантаження

б) нервово-психічні перевантаження

При роботі з РЛС виділяються нервово-психічні перевантаження, висловлені в розумовому перенапруженні.

Отже, в разі роботи з РЛС враховуються такі небезпечні та шкідливі виробничі фактори:

1. підвищений рівень електромагнітних випромінювань

2. підвищене значення напруженості в електричному ланцюзі, замикання яке може відбутися через тіло людини

3. розумовий перенапряженіе7.1. Біологічна дія СВЧ - випромінювання на організм людини

Вплив потужних електромагнітних полів на людину призводить до певних зрушень в нервово-психічної і фізіологічної діяльності, проте як припускають, «багатоступенева» система захисту організму від шкідливих сигналів, здійснювана на всіх рівнях від молекулярного до системного, в значній мірі знижує шкідливість дії «випадкових» для організму потоків інформації. Тому, мабуть, якщо і спостерігається певна реакція на ці поля, то тут треба говорити скоріше про, фізіологічному в загальному сенсі, ніж про патологічний аспекті впливу електромагнітної енергії. Незважаючи на те, що нетеплові, або специфічні ефекти впливу радіохвиль відкриті відносно давно, визначальним для нормування небезпеки роботи в умовах впливу ЕМП в багатьох країнах поки прийнята ступінь їх теплового впливу.

Для з'ясування біофізики теплового дії НВЧ на живі організми розглянемо коротко фактори, що визначають нагрів тканин при опроміненні їх ЕМП.

1. Існування втрат на струми провідності і зміщення в тканинах організму призводить до утворення тепла при опроміненні. Кількість тепла що виділяється в одиницю часу речовиною зі середньому питомим опором (Ом / см) при впливі на нього роздільно електричної (Е) і магнітною (Н) складових на частоті f (Гц) визначаються наступними залежностями:

Qe = 8,4 ? 10 ? f ? E (Дж / хв)

Qп = 8,4 ? 10 ? f ? H (Дж / хв)

Частка втрат в загальній величині поглиненої теплом енергії зростає з частотою.

2. Наявність відображення на кордоні «повітря-тканина» призводить до зменшення теплового ефекту на всіх частотах приблизно однаково.

Табл.7.1 Коефіцієнт відображення Ко від кордонів між тканинами при різних частотах.

 Частота, МГц

 Межі розділу 100 200 400 1000 3000 10000 24500

 повітря -шкіра 0.758 0.684

 0.623

 0.57

 0.55

 0.53 0.47

 шкіра -

 жир 0.340 0.227

-

 0.231 0.190 0.230 0.22

 жир - м'язи

 0.355 0.351 0.33 0.26 - - -

З урахуванням Ко щільність потужності, що поглинається тілом, буде дорівнює:

Ппогл = П ? (1- Ко),

де П - щільність потоку потужності.

3. Глибина проникнення енергії СВЧ вглиб тканин залежить від резисторних і діелектричних властивостей тканини і від частоти.

Табл.7.2 Глибина проникнення енергії СВЧ в різні тканини при зміні поля в е раз в частках довжини хвиль.

 l, см.

 Тканина 300 150 75 30 10 3 1.25 0.86

 Головний мозок 0.012 0.028 0.028 0.064 0.048 0.053 0.059 0.043

 Кришталик ока 0.029 0.030 0.056 0.098 0.050 0.057 0.055 0.043

 Склоподібне тіло 0.007 0.011 0.019 0.042 0.054 0.063 0.036 0.036

 Жир 0.068 0.083 0.120 0.210 0.240 0.370 0.270 -

 М'язи 0.011 0.015 0.025 0.050 - 0.100 - -

 Шкіра 0.012 0.018 0.029 0.056 0.066 0.063 0.058 -

4. Сумірність розмірів тіла з довгої хвилі призводить до появи істотної частотної залежності взаємодії поля з тілом. Ефект опромінення тіла людини сильно залежить від поляризації та ракурсу висвітлення його радіохвиль CВЧ.

5. Існування між різними верствами тіла шарів з малою діелектричною проникністю призводить до виникнення резонансів - стоячих хвиль великої амплітуди, які призводять до так званих мікронагревам.

6. Перерозподіл теплової енергії між сусідніми тканинами через кров поряд з конвенційної віддачею енергії теплоіспусканіем в навколишній простір багато в чому визначає температуру нагріваються ділянок тіла. Саме через погіршеної системи відводу тепла від деяких середовищ (очі і тканини сім'яників - в них дуже мало кровоносних судин). Ці органи тіла найбільш уразливі для опромінення. Критичним для очей вважається підвищення температури на 10 град. С. Висока чутливість сім'яників до опромінення пов'язана з відомим фактом, що при нагріванні їх всього на 1 град. С. Виникає часткова або повна тимчасова стерилізація.

Крім теплової дії радіохвиль НВЧ на живий організм, впливає і специфічне їх дію.

Найбільш загальним ефектом дії радіохвиль на організм людини (електромагнітних випромінювань малих рівнів) є дезадонтація - порушення функцій механізму, що регулюють пристосувальні реакції організму до змін умов зовнішнього середовища (до тепла, холоду, шуму, психологічних травм т. П.) Т. Е. СВЧ поле є типовим стресом.

До специфічних ефектом впливу поля також відносяться:

- Кумуляция - призводить до того, що при дії переривчастого опромінення сумарних ефект накопичується і залежить від величини ефекту з самого початку впливу.

- Сенсибілізація - полягає в підвищенні чутливості організму після слабкого радіооблученія до подальших дій.

- Стимуляція - поліпшення під впливом поля загального стану організму або чутливості його органів.

У Росії проводяться широкі дослідження, спрямовані на з'ясування професійної шкідливості НВЧ радіохвиль. Дослідження дозволили виявити в осіб, що піддаються хронічному НВЧ впливу, певні зміни з боку нервової та серцево-судинної систем, ендокринних залоз, крові і лімфи, хоча в переважній більшості випадків ці зміни носять оборотний характер. При хронічному дії НВЧ поля були виявлені також випадки помутніння кришталика і зниження нюхової чутливості людини.

При щільності потужності СВЧ поглинається тілом (П) більше 5-10 мВт / cм, і хронічному дії полів меншої інтенсивності, спостерігається, як правило, негативний вплив опромінення, з'являється підвищена стомлюваність, слабкість, млявість, розбитість, дратівливість, запаморочення. Іноді спостерігається припливи до голови, відчуття жару, статева слабкість, напади нудоти, потемніння в очах. Вивчаються генетичні наслідки впливу радіоволн.7.2. Захист обслуговуючого персоналу від НВЧ випромінювань

Радіолокаційна станція включає в себе потужні НВЧ пристрої, в яких генератори високочастотної енергії мають потужність близько сотень кіловат в імпульсному режимі. Навіть якщо невелика частина цієї потужності просочується в навколишній установку простір, це може становити небезпеку для оточуючих: вплив досить потужного НВЧ випромінювання на зір, нервову систему і інші органи людини може викликати серйозні хворобливі явища. Тому при роботі з потужними джерелами НВЧ енергії необхідно неухильно дотримуватися вимог техніки безпеки.

У нашій країні встановлена безпечна норма НВЧ випромінювання, тобто так звана санітарна норма - 10 мкВт / см. Вона означає, що в місці перебування обслуговуючого персоналу потужність потоку НВЧ енергії не повинна перевищувати 10 мкВт на кожен квадратний сантиметр поверхні. Ця норма взята з багаторазовим запасом. Так, наприклад, в США в 60-ті роки була норма в 1000 раз більша - 10 мВт / см.

Слід зазначити, що в міру віддалення від місць випромінювання НВЧ потужності - від резонаторних камер або хвилеводних систем, де проводиться обробка за допомогою НВЧ енергії, - потік випромінювань енергії швидко слабшає (обернено пропорційно квадрату відстані). Тому можна встановити безпечну кордон, де рівень випромінювання нижче норми, і виконати її у вигляді огорожі, за яке не можна заходити під час виконання технологічного процесу. При цьому захисні пристрої виходять досить простими й недорогими.

В даний час існує декілька видів як твердих, тик і м'яких (типу гуми) поглинаючих матеріалів, які вже при товщині в кілька міліметрів забезпечують практично повне поглинання яка просочується НВЧ енергії.

Поглинаючий матеріал закладається в щілини між тими металевими деталями резонаторних камер або хвилеводних структур, які не можуть бути з'єднані зварюванням або паянням.

Запобігання випромінювання через отвір для спостереження або подачі повітря здійснюється застосуванням металевих трубок досить малого внутрішнього діаметру і необхідної довжини. Такі трубки є позамежними хвилеводами і практично не пропускають НВЧ енергію. Необхідно, щоб внутрішній радіус R був у 10 ... 15 разів менше робочої довжини хвилі. У цьому випадку погонное загасання (в децибелах на сантиметр) на нижчому типі хвилі H11 може бути приблизно визначено за формулою L = 16 / R, а загальне затухання при довжині трубки l стає рівним 16l / R дБ.

Розглянемо чисельний приклад. Нехай робоча довжина хвилі l = 23 см. Візьмемо трубку з внутрішнім радіусом R = 1,5 см. Користуючись формулою для L, визначимо, що на кожному сантиметрі довжини трубки погонное загасання L = 16 / 1,5 = 10,8 дБ / см . Якщо потужність НВЧ коливань резонатора становить 1 кВт, а поза трубки вважатимемо допустимої потужність 1 мкВт, то на довжині трубки l має бути ослаблення 1кВт / 1мкВт = 1/10 = 10раз, або 60 дБ. Довжина трубки буде l = 60 / L = 60 / 10,8 = 5,17 см.

Остаточно довжину трубки з внутрішнім діаметром 15 мм можна взяти рівної 5 см. Як бачимо, безпечний рівень випромінювання може бути отриманий при не дуже довгих трубках і при досить великих діаметрах.

Для промислових установок НВЧ характерна необхідність багаторазового відкривання і закривання люків завантаження, і т.д. Від цих операцій захисні пристрої, особливо контактні, поступово зношуються. Крім того, з плином часу контактні поверхні окислюються. В результаті випромінювання може зрости в кілька разів і навіть на один-два порядки. Тому необхідні систематичне спостереження за станом захисних пристроїв, проведення періодичних вимірів рівня випромінювання. Звідси і жорсткі вимоги до надійності захисних пристроїв. Щоб в експлуатації норми опромінення не були перевищені, заводські здавальні норми на випромінювання роблять жорсткішими. Так, в Японії допускається збільшення випромінювання від заводських норм до експлуатаційних при кількості відкриттів більше 100 тис. Разів. Власне, за таких умов і проводяться періодичні заводські випробування захисних устройств.Спісок літератури:

1. Проектування НВЧ пристроїв радіолокаційних приймачів - М .: Радянське радіо, 1973.

2. Розробка структурної схеми радіоприймального пристрою: Навчальний посібник з курсового проектування. Сидоров В. М. -М .: друкарня ВЗЕІС, 1988.

3. Проектування радіоприймальних пристроїв: Навчальний посібник для вузів під редакцією А.П. Сіверса - М .: Радянське радіо, 1976.

4. Радіоприймальні пристрої: Підручник для вузів під редакцією

Н.Н.Фоміна - М .: Радио и связь, 1996.

5. Радіоприймальні пристрої: О.В.Головін - М .: Вища Школа, 1997

6. Нові транзистори: Довідник, частина 1. -М .: Солон, Мікротих, 1996.

7. Діоди: Довідник, О.П. Григор'єв та ін. - М .: Радио и связь, 1990. (МРБ, Вип. 1158).

8. Аналогові інтегральні мікросхеми для побутової апаратури: Довідник, В.І. Атаев, В.А. Болотніков.- М .: Видавництво МЕІ, 1992.

9. Конструювання і розрахунок Полоскова пристроїв: Навчальний посібник для вузів під редакцією І.С. Ковальова - М .: Радянське радіо, 1974.

10.Резістори: Довідник, В.В. Дубровський та ін .; Під ред.

Четверткова і В.М. Терехова. - 2-е вид., Перераб. і дополн.

- М .: Радио и связь, 1991.

11.Усілітелі з широким динамічним діапазоном на мікросхемах: А.П.Лукошкін та ін. - М .: Радио и связь, 1981

12. Керівництво по техніко-економічного обгрунтування дипломних проектів - М .: ВЗЕІС, 1974.

13.Расчет техніко-економічних показників радіотехнічних пристроїв - методичні вказівки до курсового та дипломного проектування - М .: ВЗЕІС, 1982.

14. Прайс-лист на вітчизняні та імпортні електронні компоненти НВО "Симметрон" (від 8 травня 1998р, ціни зазначені з урахуванням ПДВ) - отриманий з Інтернет з сервера www.symmetron.ru
Спосіб визначення живучості зв'язку (ймовірності зв'язності)
СПОСІБ ВИЗНАЧЕННЯ живучість. Визначенню живучості зв'язку (ймовірності зв'язності) між двома конкретними вузлами мережі i і j присвячено цілий ряд робіт [1-5]. Однак розрахунок точного її призначення пов'язаний з великими обчислювальними труднощами. Представляє інтерес знайти простий спосіб

Спектральний аналіз та його застосування до обробки сигналів у реальному часі
. Зміст Введення Постановка проблем, формулювання завдань Глава 1. Теоретичний аналіз існуючих алгоритмів спектрального аналізу. 1.1. Введення в спектральне оцінювання - 1.1.1. Завдання спектрального оцінювання - 1.1.2. Проблеми в галузі спектрального оцінювання. - 1.1.3. Спектральні оцінки

Нелінійні електричні ланцюги
Міністерство загальної та професійної освіти РФ Брянський державний технічний університет Кафедра "Електротехніка та промислова електроніка " РОЗРАХУНКОВО-ГРАФІЧНА РОБОТА №3 Несиметричні і Несинусоїдальні режими в трифазних ланцюгах Студент групи 94-АТП А. Є. Захаров Викладач Л. А.

Системи зв'язку
Зміст. Введення. 2 Види модуляції. 3 Амплітудна модуляція. 3 Частотна модуляція, фазова модуляція. 9 Імпульсна модуляція. 12 3. Практичне застосування. 16 3.1. Телеметрія. 16 Частотний поділ каналів 17 (Частотне ущільнення лінії зв'язку). Тимчасовий поділ каналів 22 (Тимчасове ущільнення лінії

Особливості конструювання радіотехнічної апаратури
ЗМІСТ 1. Введення. 1.1 Особливості конструювання сучасної радіотехнічної апаратури. 2. Обгрунтування вибору принципової електричної схеми. 3. Обгрунтування вибору елементної бази. 4. Розробка плати. 4.1 Обгрунтування методів виготовлення друкованої плати і матеріалів застосовуваних при конструюванні

Визначення характеристик оптимального виявлення сигналів
Курсова робота На тему: «Визначення характеристик оптимального виявлення» ВСТУП При проектуванні гідроакустичних систем (ГАС) різного функціонального призначення на етапі проектування вирішуються завдання оптимізації технічних характеристик ГАС і вибору структури приймального тракту, оптимизирующего

Рубіновий оптичний квантовий генератор
Зміст: 1. ОКГ на твердому тілі ... 2 2. Активний елемент рубінового ОКГ ... .. 4 3. Робота рубінового ОКГ ... 8 4. Осветители ... 14 5. Використана література ... 16 ОКГ на твердому тілі. Оптичними квантовими генераторами (ОКГ) на твердому тілі називають такі оптичні квантові генератори, в

© 2014-2022  8ref.com - українські реферати