Головна
Банківська справа  |  БЖД  |  Біографії  |  Біологія  |  Біохімія  |  Ботаніка та с/г  |  Будівництво  |  Військова кафедра  |  Географія  |  Геологія  |  Екологія  |  Економіка  |  Етика  |  Журналістика  |  Історія техніки  |  Історія  |  Комунікації  |  Кулінарія  |  Культурологія  |  Література  |  Маркетинг  |  Математика  |  Медицина  |  Менеджмент  |  Мистецтво  |  Моделювання  |  Музика  |  Наука і техніка  |  Педагогіка  |  Підприємництво  |  Політекономія  |  Промисловість  |  Психологія, педагогіка  |  Психологія  |  Радіоелектроніка  |  Реклама  |  Релігія  |  Різне  |  Сексологія  |  Соціологія  |  Спорт  |  Технологія  |  Транспорт  |  Фізика  |  Філософія  |  Фінанси  |  Фінансові науки  |  Хімія

Розрахунок приймача наземної оглядової РЛС - Комунікації і зв'язок

Потрібно провести розрахунок приймача наземної оглядової РЛС.

Вихідні дані завдання:

Робоча частота приймача.

Тривалість зондирующих імпульсів

.Частота Повторення імпульсів.

Можливість правильного виявлення.

Ймовірність помилкової тривоги.

об / хв Темп огляду простору (об / хв).

Потужність в імпульсі.

Роздільна здатність каналу дальності (у кілометрах).

КНД антени.

Ефективна відбиває поверхня мети (в м2).

Максимальна дальність до об'єкта (в км).

Відносна нестабільність частоти передавача.

Відносна нестабільність частоти гетеродина приймача.

км / с

Швидкість світла (в км / с).

км / год

Радіальна швидкість літака в зоні аеропорту (в км / год).

км / с

Радіальна швидкість літака в зоні аеропорту (в км / с).

Постійна Больцмана.

Стандартна абсолютна температура.

К

Тип активних приладів - польові транзистори.

Варіант цифрової частини - ЦАРП (цифрова автоматичне регулювання порога рішення).

ЗМІСТ:

ВСТУП

1.Вибор СТРУКТУРНОЇ СХЕМИ І РОЗРАХУНОК ОСНОВНИХ ПАРАМЕТРІВ

1.1. Вибір типу схеми приймача

1.2. Розрахунок необхідної смуги пропускання

1.3. Вибір проміжної частоти

1.4. Вибір активних елементів і розрахунок їх параметрів

1.5. Розподіл вибірковості та смуги пропускання між трактами приймача

1.6. Розрахунок необхідної чутливості приймального тракту

1.7. Розрахунок коефіцієнта шуму

1.8. Розрахунок коефіцієнта посилення приймача до детектора і розподіл посилення по трактах

1.9. Вибір схем АРУ, АПЧ

1.10. Складання структурної схеми приймача

2. ЕЛЕКТРИЧНИЙ РОЗРАХУНОК

2.1. Проектування антенного перемикача

2.2. Розрахунок вхідного ланцюга

2.3. Розрахунок підсилювача радіочастоти

2.4. Розрахунок змішувача

2.5. Вибір схеми гетеродина

2.6. Розрахунок підсилювача проміжної частоти

2.7. Розрахунок детектора

2.8. Розрахунок автоматичного регулювання посилення

2.9. Розрахунок АПЧ

2.10. Розрахунок результуючих характеристик

3. РОЗРАХУНОК ХАРАКТЕРИСТИК ЦИФРОВИЙ ЧАСТИНИ ПРИЙМАЧА

4. ЛІТЕРАТУРА

Схема електрична

Перелік елементів

ВСТУП

Основною особливістю РЕО літальних апаратів є те, що воно працює в системі УВС, будучи пов'язане з нею функціонально або електрично.

Радіотехнічні засоби забезпечення польотів системи УВС використовуються для управління повітряним рухом та надання допомоги екіпажу при виконанні польотного завдання з метою підвищення безпеки та регулярності польотів ЛА. Вони розміщуються у визначених наземних пунктах або на штучних супутниках Землі (ШСЗ). Наземні засоби РЕО - основні інформаційні датчики системи УВС - складаються з стаціонарних частин неавтономних радіосистем ближньої і дальньої навігації (РСБН, РСДН), радіотехнічних систем посадки (РСП), автономних радіолокаторів - трасових (ТРЛ), оглядово-диспетчерських (ОДРЛ), вторинних (ВРЛ), посадочних (ПРЛ), а також радіостанцій ДКМВ - і МВ-діапазонів.

Оглядовий радіолокатор аеродромний (ОРЛ-А) призначений для виявлення і вимірювання координат (азимут-дальність) повітряних суден в районі аеродрому з подальшою передачею інформації про повітряну обстановку в центри (пункти) обслуговування повітряного руху (ОПР) для цілей контролю і забезпечення керування повітряним рухом .

ОРЛ-А повинен бути розміщений таким чином, щоб у секторах відповідальності зони ОВС величини кутів закриття по куту місця з висоти фазового центру антени ОРЛ-А складали не більше 0,50 при роботі в автономному режимі.

Основні характеристики ОРЛ-А:

Максимальна дальність дії: не менше 160 км (варіант Б1) або 50-100 км (варіант Б2).

Мінімальна дальність дії, не більше 2 км (варіант Б1) або 1.5 км (варіант Б2).

Кут огляду в горизонтальній площині 3600.

Період оновлення інформації, не більше 6 с.

Діапазон робочих хвиль: 23 або 10 см.

Среднеквадратическая помилка визначення координат цілі але виходу з АПОИ:

- По дальності, не більше 200 м,

- По азимуту, не більше 0.40.

Зазначені нормативи встановлені для ймовірності виявлення не менше 0.8 при ймовірності помилкової тривоги рівній 10-6 по повітряним суднам з ефективною відбиває поверхнею, що дорівнює 15 м2, при висоті польоту повітряного судна 6000 м.

1. ВИБІР СТРУКТУРНОЇ СХЕМИ І РОЗРАХУНОК ОСНОВНИХ ПАРАМЕТРІВ.

1.1 Вибір типу схеми приймача

Високі вимоги до електричних характеристик сучасних професійних приймачів зумовлюють їх побудова за схемою супергетеродина.

1.2 Розрахунок необхідної смуги пропускання

Розрахунок числа перетворень і проміжних частот починаємо з визначення смуги пропускання приймача П. Вона залежить від ширини спектра сигналу Пс, при якій забезпечується відтворення переданих повідомлень з допустимими спотвореннями, запасу на доплерівський зсув частоти сигналу від рухомого об'єкту fд, нестабільності і неточності настройки приймача Пнс :

П = Пс + 2 ?fд + Пнс.

Знайдемо ці складові.

Для приймачів імпульсних радіосигналів приймача виявлення:

Пс = (1 ... 2) / ?,

де t - тривалість прийнятого імпульсу.

Для приймача оглядової РЛС потрібно забезпечити виявлення зондирующих імпульсів, тоді в цьому випадку ширина спектра:

де і - тривалість прийнятих імпульсів.

Загальна нестабільність частоти і неточність налаштувань:

,

fc і fг - абсолютні нестабільності несучої частоти сигналу і частоти гетеродина,

fн і fп - неточність налаштувань гетеродина і ППЧ. Зазвичай прінімают?

Абсолютні нестабільності частоти сигналу і гетеродина при його нижньої налаштуванні і передбачуваної проміжній частоті: Гц,

А також неточність налаштування ППЧ:

Тоді:

Доплерівський зсув частоти, що несе fс сигналів, що приймаються від передавача, який переміщається щодо приймача з радіальної швидкістю vр: fд = fс ? vр / c,

де c = 3 * 105 км / с - швидкість поширення радіохвиль. Для РЛС, що працює по відбитому сигналу, це зміщення подвоюється. Тоді:

Знайдемо необхідну смугу пропускання приймача П:

Величина смуги пропускання виявилася занадто великою, тому використовуємо схему автопідстроювання частоти з коефіцієнтом. Тоді нове значення смуги пропускання:

1.3 Вибір проміжної частоти:

Проміжна частота повинна:

бути поза діапазону робочих частот;

забезпечувати заданий ослаблення дзеркального каналу при простою схемою преселектора;

забезпечувати необхідну смугу пропускання приймача.

Вибір значення проміжної частоти рекомендується проводити з ряду:

0.115; 0.215; 0.465; 0.5; 0.75; 0.915; 1.2; 1.5; 1.9; 2.2; 4.5; 6.5; 10; 15; 30; 60; 100 МГц.

У технічно обгрунтованих випадках можуть бути використані й інші частоти. При цьому проміжна частота не повинна перебувати в діапазоні робочих частот приймача або близько від кордонів цього діапазону, не повинна збігатися з частотою якого-небудь потужного передавача.

Радіолокаційні приймачі будуються, як правило, за схемою з однократним перетворенням, причому вимоги до ослаблення побічних каналів зазвичай невисокі (не більше 20 дБ). Проміжна частота визначається тривалістю зондуючого імпульсу РЛС

fпр = (10 ... 20) /.

Номінал fпр вибирається теж із зазначеного вище ряду частот. Для зменшення рівня шумів коефіцієнт прямокутності тракту ППЧ приймача РЛС слід вибирати порядку Кпsc = (1.8 ... 2), якщо немає яких-небудь додаткових умов. Таким чином, мінімально допустиме значення проміжної частоти:

Для зменшення впливу дзеркального каналу бажано істотно збільшити це значення. Тому вибіраемГц.

1.4 Вибір активних елементів і розрахунок їх параметрів

Число каскадів УПЧ залежить від посилення окремих каскадів, числа резонансних систем, необхідних для отримання .требуемой вибірковості, загального коефіцієнта посилення радіоприймача, при якому забезпечується нормальна робота демодулятора.

Потрібно визначити параметри польового транзистора типу КП305Д на робочих частотах fpi при струмі стоку Iст.

Максимальна частота піддіапазону.

Таблиця 1.

Вихідні дані транзистора:

Крутизна характеристики.

Вхідна ємність у схемі із загальним витоком.

Прохідна ємність у схемі із загальним витоком.

Вихідна ємність у схемі із загальним витоком.

Напруга Uси, при якому виміряні параметри.

Струм стоку в типовому режимі.

Максимально допустимий струм.

Максимально допустима напруга стік-витік.

Опір істоковий області (Rи = (30 ... 50) Ом).

Опір затвор-витік (Rзі = (1010 ... 1015) Ом).

Опір стік-витік (Rзі = (104 ... 106) Ом).

Максимальний коефіцієнт шуму, дБ.

Вихідні параметри для розрахунку схеми.

Струм в робочій точці.

Напруга сток-витік в робочій точці.

Попередні розрахунки.

Середнє значення крутизни для обраного транзистора.

Розрахунок високочастотних параметрів транзистора.

Для транзистора, включеного по схемі із загальним витоком, внутрішні параметри розраховуємо за формулами:

Вхідна провідність.

Вхідна ємність

Пряма взаємна провідність.

Пряма взаємна ємність.

Зворотній взаємна провідність.

Зворотній взаємна ємність.

Вихідна провідність.

Вихідна ємність.

Визначимо Y-параметри транзистора.

Обчислимо коефіцієнт стійкого посилення транзистора на потрібній частоті:

Обчислимо Y-параметри для каскодних схем:

1.5 Розподіл вибірковості та смуги пропускання між трактами приймача

У супергетеродинному приймачі вибірковість по сусідніх каналах, в основному, реалізується в каскадах посилення основної проміжної частоти. Тому ширина смуги пропускання тракту посилення основної проміжної частоти береться близькою до смуги всього радиотракта з невеликим запасом:

Причому коефіцієнт прямокутності Кп повинен задовольняти умові заданого ослаблення сусідніх каналів прийому на рівні заданої вибірковості. Тоді:

Кп = 2 ?fск / П,

де fск - рознос сусідніх каналів.

Як правило, для приймачів РЛС не ставлять рознос сусідніх каналів, так як в межах прямої видимості намагаються близько не розміщувати інші передавачі, що працюють на близьких частотах.

Вибірковість по дзеркальному каналу забезпечується преселектором, а вибірковість по побічних каналах - фільтрами в ланцюгах виділення проміжної частоти.

По заданому ослаблення побічних каналів і слід розраховувати всі виборчі системи.

1.6 Розрахунок коефіцієнта шуму

Структура радіоприймального пристрою, що працює на частотах вище 30 МГц, особливо принципи побудови його перших каскадів, в значній мірі визначаються заданою чутливістю. Якщо в діапазонах кілометрових, гектометрових і декаметрових хвиль зовнішні перешкоди більше рівня внутрішніх шумів приймача, то в метровому, дециметровому і сантиметровому діапазонах доводиться враховувати власні шуми переважно перших каскадів, що часто накладає особливі вимоги на їх проектування. Важливим параметром при цьому є коефіцієнт шуму N.

Коефіцієнт шуму радіолокаційного приймача можна отримати з рівняння максимальної дальності Dмакс дії РЛС:

, Де

Pи - потужність випромінювання РЛС в імпульсі;

і - тривалість імпульсу;

NИ - число імпульсів, відбитих від мети,

Ga - коефіцієнт спрямованої дії (КНД) антенного пристрою;

ц - відбиває поверхня мети;

Sа - ефективна площа антени РЛС;

- ККД приймально-передавального тракту;

q - коефіцієнт розрізнення, тобто відношення сигнал / шум на вході детектора;

прм - коефіцієнт втрат в приймальному тракті, що залежить від неоптимальності обробки сигналів, пам'яті системи, числа накопичуваних імпульсів;

КМЗ - коефіцієнт кілометрового загасання радіохвиль в атмосфері, дБ / км.

Вхідні в цю формулу величини містяться в тактико-технічних вимогах до приймача РЛС, а також можуть бути обчислені на основі аналізу цих вимог.

Зокрема, тривалість імпульсу і знаходиться через зв'язок її з потенційною роздільною здатністю РЛС по дальності D:

і = 2 D / c,

де c - швидкість поширення радіохвиль.

що не зовсім узгоджується з вихідними цифрами завдання. У ньому тривалість імпульсів задана на уровнес.

Довжина хвилі на частоті сигналу (в м):

Розкривши антени в горизонтальній площині (dа = (10 ... 30)):

Ширина діаграми спрямованості антени:

Так як сектор кутового огляду не заданий, приймемо його круговим:

Час опромінення цілі в секундах (тривалість пачки імпульсів):

Кількість імпульсів, відбитих від мети:

Для однозначності виміру дальності до об'єктів період повторення імпульсів повинен задовольняти наступній умові:

Тп = 2.5 Dмакс / C.

- Умова виконується.

Ефективна площа антени пов'язана з КНД антени:

Sa = 2 Ga / (4 ?).

Довжина хвилі на частоті сигналу (в м):

Ефективна площа антени (в км2):

ККД приймально-передавального тракту визначається втратами в високочастотних ланцюгах; звичайно = (0,5 ... 0.9). Приймаємо:

Для приймачів РЛС можна взяти q = (1 ... 3) ([1] c. 94).

Коефіцієнт прм = 1 може бути представлений твором:

прм = 1 2, де:

1 характеризує втрати на неоптимальну обробку одиночного імпульсу;

2 враховує втрати на неоптимальну обробку при накопиченні імпульсів пачки.

Чим ближче процес обробки сигналу в приймальному тракті до оптимального, тим прм ближче до одиниці. Якщо приймач побудований так, що виділення одиночних імпульсів пачки здійснюється за рахунок узгодження смуги приймача з смугою прийнятого сигналу, то 1 = 1.2. При цьому Пс = 1.3 / і. Якщо в якості накопичувача імпульсів пачки використовується интегрирующее пристрій або властивість післясвітіння екрану електронно-променевої трубки індикатора, то.

Беремо:

Тоді:

Для визначення коефіцієнта кілометрового загасання радіохвиль в атмосфері в залежності від довжини хвилі, на якій працює РЛС, слід скористатися графіком, показаним ніже.Графік враховує вплив різних метеоумов на проходження радіохвиль.

Малюнок 1. Вплив різних метеоумов на проходження радіохвиль.

Суцільні криві на малюнку відображають поглинання в дощі:

1 - невеликий дощ з опадами 0.25 мм / год;

2 - слабкий дощ (1 мм / год);

3 - середній дощ (4 мм / год);

4 - сильний дощ (16 мм / ч);

5 - дуже сильний дощ (100 мм / год).

Пунктирні лінії визначають поглинання в тумані і хмарах:

6 - при щільності конденсованої води 0.032 г / м3 і видимості ок. 600 м;

7 - при щільності конденсованої води 0.32 г / м3 і видимості ок. 120 м;

8 - при щільності конденсованої води 2.3 г / м3 і видимості ок. 30 м.

У найгіршому разі кілометрове затухання в дБ:

Те ж в лінійних одиницях:

Тепер можна знайти коефіцієнт шуму радіолокаційного приймача, що задовольняє заданим умовам:

Розрахований коефіцієнт шуму повинен бути забезпечений за рахунок раціонального вибору структури перших каскадів приймача. При цьому враховують їх орієнтовні показники, зазначені у таблиці 2 ([1] c. 16)

Таблиця 2

У таблиці 2 позначені:

Nмін - мінімальний коефіцієнт шуму ланцюга;

Kp - коефіцієнт передачі ланцюга по потужності,

Ксв і Копт - прийняте і оптимальне значення коефіцієнта зв'язку,

Тc- відносна шумова температура змішувача;

Kpпч - коефіцієнт передачі перетворювача частоти по потужності.

Коефіцієнт шуму супергетеродинного приймача:

, Де

Nвц, Nурч, Nпч, Nупч - коефіцієнти шуму вхідного ланцюга, УРЧ, перетворювача частоти і ППЧ відповідно;

Kpвц, Kpурч, Kpпч - коефіцієнти передачі потужності вхідного ланцюга, УРЧ і перетворювача частоти;

Lф = 10 -0.1 Ч Bф Ч lф - коефіцієнт передачі потужності антенно-фідерного тракту;

Bф - погонное загасання;

lф - довжина фідера.

Завданням попереднього розрахунку є підбір такої структури приймального тракту устрою, при якій поряд з іншими заданими параметрами забезпечується коефіцієнт шуму не більше допустимого, знайденого за наведеними вище співвідношенням. Знайдемо величини, що входять в вищенаведену формулу.

При узгодженні антени з входом приймача Kсв = Kопт. Тоді для вхідного ланцюга коефіцієнт передачі по потужності і коефіцієнт шуму:

Оцінимо коефіцієнт шуму приймача без УРЧ.

При використанні балансного змішувача на напівпровідникових діодах необхідно знати відносну шумову температуру змішувача - Тc і коефіцієнт передачі перетворювача частоти по потужності - Kpпч. Відповідно з робочою частотою приймача використовуємо в змішувачі ТКД типу 3А111Б. Його дані:

Звідси маємо:

Коефіцієнт шуму обраного раніше для ППЧ транзистора:

Коефіцієнт шуму першого каскаду ППЧ:

Погонное загасання в антенно-фидерном тракті [1] с. 15 в дБ / м:

Задамося довжиною фідера (в м):

Коефіцієнт передачі потужності антенно-фідерного тракту:

Коефіцієнт шуму приймача без УРЧ:

Розрахований коефіцієнт шуму більше допустимого, тому розглянемо варіант преселектора з УРЧ у вигляді каскодного транзисторного підсилювача. Для нього з таблиці маємо:

Тоді коефіцієнт шуму приймача з УРЧ:

Розрахований коефіцієнт шуму менше допустимого, тому продовжимо розрахунок.

1.7 Розрахунок необхідної чутливості приймального тракту

Шумова смуга приймача:

Чутливість приймального тракту визначимо із співвідношення:

1.8 Розрахунок коефіцієнта посилення приймача до детектора і розподіл посилення по трактах

Розподіл посилення в приймачі визначається двома суперечливими умовами ([2] с. 90):

а) з одного боку, слід прагнути до збільшення посилення у вхідних ланцюгах і каскадах приймача, тому що чим більше коефіцієнт підсилення по потужності першого і наступних за ним каскадів, тим менше загальний коефіцієнт шуму приймача і краще його чутливість;

б) з іншого боку, посилення у вхідних каскадах приймача з точки зору многосігнальной вибірковості має бути невеликим, щоб амплітуда сигналу (корисного і заважає) не перевищувала діапазону лінійності першого, другого і т. д. каскадів УРЧ, першого перетворювача і т. д. до фільтра основний селекції, відносно слабко захищених перебудовувати по діапазону виборчими системами.

Структура каскадів преселектора визначається вимогами до коефіцієнта шуму і ясна з попереднього розрахунку. Тепер знайдемо кількість каскадів в тракті УПЧ.

На підставі розрахованих раніше величин, потужність сигналу на вході УПЧ складе:

Напруга сигналу на вході першого каскаду ППЧ при узгодженні цього каскаду зі змішувачем і вхідної провідності каскаду приблизно рівною провідності передбачуваного до застосування транзистора (провідність подільника зміщення gдел << g11е):

Для нормальної роботи імпульсного детектора в лінійному режимі потрібно, щоб напруга на його вході Uвх_дет = (0.5 ... 3) В. Візьмемо:

Брали коефіцієнт запасу для обліку старіння електронних приладів в процесі експлуатації:

Тоді необхідний коефіцієнт посилення тракту проміжної частоти:

Так як не пред'явлено жорстких вимог до вибірковості, то вибираємо ППЧ з розподіленою вибірковістю і одноконтурними налаштованими каскадами.

Вважаємо посилення кожного каскаду рівним сталому в схемі з каскодной з'єднанням. Раніше ми вирахували цей коефіцієнт. Тоді мінімальне число каскадів для отримання заданого посилення:

Округляємо до найближчого більшого цілого:

Уточнюємо посилення кожного каскаду:

Знаходимо коефіцієнт розширення смуги кожного каскаду [1] c. 272:

Визначаємо необхідне еквівалентну згасання контурів:

1.10 Складання структурної схеми приймача

На підставі попереднього розрахунку була визначена структура приймача і отримані вихідні дані для електричного розрахунку окремих каскадів.

Структурна схема проектованого приймача приведена на малюнку.

Рисунок 2. Структурна схема проектованого приймача.

Резонансний підсилювач ППЧ і УРЧ.

Змішувач.

Радіочастотний генератор гармонійних сигналів - гетеродин.

Детектор радиоимпульсов.

2. ЕЛЕКТРИЧНИЙ РОЗРАХУНОК

2.1 Проектування антенного перемикача

Захист вхідного каскаду радіолокаційного приймача від перевантаження і пошкодження СВЧ сигналами від власного передавача РЛС або від зовнішніх джерел перешкод в смузі робочих частот здійснюють розрядниками захисту приймача (РЗП) і обмежувачами НВЧ потужності на плупроводнікових діодах.

В цілому ці пристрої об'єднуються в антенний перемикач (АП).

За допомогою АП здійснюють підключення антени до тракту передавача і запирання приймача тимчасово випромінювання потужного імпульсного сигналу, а після закінчення дії імпульсу - підключення з мінімальною затримкою виходу антени до входу приймача і відключення тракту передавача. Вибір конкретного типу АП залежить від потужності зондуючого сигналу і виду пристроїв, що стежать за АП. При імпульсної потужності сигналу близько 100-150 кВт. АП зазвичай будують за такою схемою: феритовий циркулятор, РЗП і діодний резонансний СВЧ-обмежувач. При потужності випромінюваного сигналу 1-2 кВт і менш розрядник може бути виключений.

Схема АП показана на малюнку.

Малюнок 3. Схема антенного перемикача.

Циркулятор E - пристрій, що володіє такими властивостями: при подачі сигналу на плече 1 циркулятора вихідний сигнал з'являється у плечі 2 з дуже малим (порядку 0.2 ... 0.5 дБ) ослабленням, в той час як у плечі 3 він істотно (на 13 ... 25 дБ) послаблюється. Аналогічно, при вступі на плече 2 він без ослаблення з'являється на плечі 3 і не проходить на вихід плеча 1. В АП замість четирехплечего циркулятора використовують два трехплечего циркулятора, з'єднаних послідовно, які простіше у виготовленні і мають меншими втратами.

В АП сигнал від передавача (сигнал високого рівня) надходить на плече 1 циркулятора E1 і через плече 2 надходить в антену. Лише невелика ослаблена по потужності частина сигналу проходить на плече 3 і через циркулятор E2 потрапляє на вхід розрядника U1. Потужності сигналу достатньо для запалювання розрядника, на який через опір резистора R1, рівне 2 ... 4 МОм, подають напругу підпалу Uпд = 700 В (Pз <150 ... 1000 мВт). Розрядник створює в лінії передачі практично коротке замикання, і СВЧ-сигнал, відбиваючись від нього в напрямку до циркулятора E2, поглинається в узгодженої навантаженні Rп, чим досягається захист УСВЧ або змішувача від випалювання.

Після запалювання надходить потужність різко зменшується і становить не більше 50 ... 70 мВт. Виділяються енергія НВЧ і потужність під час дії плоскої частини імпульсу можуть вивести з ладу або необоротно погіршити параметри діодів ППУ або змішувача.

Для запобігання цьому після розрядника ставлять резонансний СВЧ-обмежувач, що включається в основну лінію через відрізок лінії довжиною l / 4. Він являє собою паралельне з'єднання разомкнутого ємнісного шлейфу l1 і послідовно з'єднаних обмежувального діода VD1 і короткозамкнутого шлейфу l2.

Для сигналу високого рівня діод VD1 еквівалентний послідовному з'єднанню індуктивності висновків (порядку 0.2 ... 2 НГ) та малого активного опору втрат Rв = 1.3 ... 2 Ом. Послідовно з'єднані діод, короткозамкнений шлейф l2 (його реактивний опір носить індуктивний характер) і розімкнутий ємнісний шлейф l1 (eгo ємність C1) утворюють паралельний резонансний контур. Хвильовий опір шлейфів l1 і l2 вибирають близько 40 Ом. Опір контуру при резонансі досить велика і четвертьволновий відрізок лінії l3 виявляється практично розімкнений, а його вхідний опір близько нуля. Внаслідок цього просачивающаяся енергія відбивається у зворотному напрямку. Ослаблення сигналу високого рівня в обмежувачі становить 15 ... 20 дБ, що забезпечує роботу наступних пристроїв.

Відбитий від цілі сигнал (сигнал низького рівня) надходить з антени спочатку на плече 2 циркулятора E1, потім на плече 3, а потім на плече 1 E2 і через його вихідний плече 2 на вхід розрядника U1. Потужність такого сигналу недостатня для запалювання U1. Прямі втрати сигналу в U1 складають 0.3 ... 1,5 дБ.

Спільно з відрізком довжиною l2 діод утворює послідовний коливальний контур, опір якого при резонансі одно rп = 18 ... 20 Ом і мало в порівнянні з хвильовим опором основної лінії Z0. Таким чином, до відрізка довжиною l1 підключена навантаження, опір якої Zн = rн + l / (j C1), т. Е. Відрізок довжиною l1 практично замкнутий накоротко, його вхідний опір дуже велике і ослаблення корисного сигналу практично відсутній (L = 0, 1 ... 0,3 дБ). Для замикання постійної складової струму обмежувача в точці під'єднання діода включений короткозамкнений четвертьволновий відрізок з максимально можливим з точки зору технічної реалізації значенням Z0 = 85 ... 95 Ом. Смуга пропускання АП становить 3 ... 10% від несучої.

Зробимо розрахунок антенного перемикача.

Нехай потрібно розрахувати резонансний обмежувач 3-см діапазону хвиль.

Робоча частота.

Проміжна частота.

Хвильовий опір підвідних ліній.

Втрати замикання (в дБ).

Втрати замикання (в разах).

Параметри обмежувальних діодів дані в таблиці 3.

Таблиця 3.

Виберемо бескорпусной обмежувальний діод з наступними параметрами:

Ємність переходу.

Опір втрат діода на низькому рівні потужності.

Опір втрат діода на високому рівні потужності.

Послідовна індуктивність висновків діода.

Максимальна розсіює середня потужність.

Мінімальна критична частота діода.

Розрахунок обмежувача будемо робити на основі заданої величини Lзап, вважаючи, що в даному прикладі важливо отримати не максимально можливі втрати замикання, а мінімальні втрати пропускання. Останні знаходимо за формулою:

Втрати пропускання в дБ.

Практично втрати Lпр будуть трохи вище за рахунок втрат у відрізках мікросмужкових ліній.

Оцінимо смугу замикання обмежувача:

Розрахуємо максимально допустимі рівні імпульсної Рі_пд_макс та середньої Рпд_макс НВЧ потужності, які можна підводити до входу обмежувача.

Вважаючи, що при імпульсному режимі роботи шпаруватість q = l / (Fпос і) = 1000, де fпос - частота посилок імпульсів, і - тривалість останніх, визначаємо:

Основним недоліком діодних обмежувачів є відносно невеликий допустимий рівень імпульсної потужності Рі_пд_макс від сотень ватів до 1-2 кВт. Для усунення цього недоліку та об'єднання достоїнств РЗП і обмежувачів використовують так звані розрядники-обмежувачі. Вони являють собою поєднання РЗП (нерідко без електрода допоміжного розряду), і наступного за ним діодного обмежувача. Розрядники-обмежувачі, які не потребують ніяких джерел живлення, витримують великі імпульсні потужності (понад 10 кВт) і забезпечують захист приймача від усіх можливих сильних сигналів перешкод.

Параметри ряду розрядників-обмежувачів наведені в таблиці 4.

Таблиця 4.

Враховуючи частотний діапазон проектованого антенного перемикача, виберемо РЗП типу РР6. Для нього:

Ослаблення дзеркального каналу при нижній налаштуванні гетеродина за рахунок РЗП:

Те ж в децибелах:

2.3 Розрахунок підсилювача радіочастоти

У приймачах РЛС сантиметрового діапазону хвиль найбільшого поширення набули однокаскадні неохолоджувані двоконтурні параметричні підсилювачі (ДПУ) на точково-контактних напівпровідникових діодах (ТКД) або діодах з бар'єром Шотткі (ДБШ). В даний час на частотах до 30 ... 40 ГГц ці підсилювачі виконують на базі Полоскова (ПЛ) і мікросмужкових (МПЛ) ліній. ДПУ містять три контури, настроєні відповідно на частоту сигналу fс, частоту накачування fн і холосту частоту FХ і розв'язані між собою. Розв'язку між входом і виходом ДПУ здійснюють за допомогою феритового циркулятора.

Еквівалентна схема параметричного діода включає в себе послідовно з'єднані індуктивність висновків Lв = 0.2 - 2 нГн, змінну ємність напівпровідникової структури Сп = 0.3 ... 1 пФ, опір активних втрат rпт і паралельно підключену до цього ланцюга конструктивну ємність діода Сд = 0.1 ... 0.4 пФ. Діод характеризується максимальною змінної ємністю при нульовому напрузі зсуву Uсм = Сп (0), постійної часу (U) = rпт Сп (0) при певному напрузі зсуву U, максимально допустимим зворотним напругою Uнобр контактною різницею потенціалів (к = 0.2 ... 0.3 В для ТКД і к = 1 ... 1.2 В для ДБШ). До складу СВЧУ може входити типовий ДПУ з паралельним включенням параметричного діода. Схема такого підсилювача показана на малюнку.

Найбільшу смугу пропускання ДПУ отримують при використанні послідовного резонансного контуру, утвореного Lв і Сп діода і налаштованого на FХ. При цьому забезпечуються найменші втрати і розв'язка щодо ланцюгів сигналу і накачування без включення спеціальних режекторного фільтрів. У схемі з паралельним включенням діода для замикання струмів холостий частоти до нього підключають розімкнутий четвертьволновий шлейф. Елементи контура холостий частоти і підлаштування індуктивний відрізок довжиною l1 утворюють сигнальний резонансний контур.

Паралельно з діодом включають відрізок довжиною lн / 4, що перешкоджає втратам потужності накачування в ланцюгах сигналу. Сигнал накачування підводиться до діода через позамежний для вхідного сигналу і сигналу холостий частоти хвилевід. Смугу пропускання ППФ вибирають такий, щоб ці сигнали були ослаблені не менше ніж на 20 ... 30 дБ.

При цьому необхідний коефіцієнт шуму N, коефіцієнт передачі потужності Kp, частота сигналу fс, необхідна ширина смуги пропускання Птр за рівнем 3 дБ, характеристики підкладки (відносна діелектрична проникність r, товщина h, тангенс кута втрат tg (, хвильовий опір лінії підведення Z0, тип циркулятора і його прямі втрати Lп, число циркуляцій до входу ДПУ а й число циркуляцій в ДПУ b відомі.

Робоча частота.

Хвильовий опір підвідних ліній.

Втрати пропускання в циркулятора (в дБ).

Число циркуляцій до входу ДПУ.

Число циркуляцій в ДПУ.

Необхідний коефіцієнт шуму.

Резонансний коефіцієнт посилення, включаючи втрати в циркулятора, (в децибелах).

Необхідна смуга пропускання по рівню 3 дБ.

Відносна діелектрична проникність.

Товщина підкладки.

Тангенс кута втрат.

Потрібно вибрати параметричний діод і визначити напругу постійного зсуву Uсм, реальні коефіцієнт шуму Nн і ширину смуги пропускання П0, значення холостий частоти FХ і частоти накачування fн, опір джерела сигналу, наведене до затискачів параметричного діода Rс, потужність генератора накачування Рн, геометричні розміри МПЛ.

Для забезпечення стабільності параметрів ДПУ при змінах импеданса ланцюгів джерела сигналу (наприклад, антени) і навантаження (наприклад, змішувача) як ферритового циркулятора застосуємо пятіплечний циркулятор, побудований на основі трьох Y-циркуляторов. У такому циркулятора втрати сигналу до входу ДПУ рівні

На стільки ж послаблюється посилений сигнал, що проходить з ДПУ до виходу циркулятора.

Отже, власне ДПУ без циркулятора (точніше, з ідеальним циркулятором) з урахуванням заданих параметрів повинен мати коефіцієнт шуму

Резонансний коефіцієнт посилення ДПУ:

У децибелах

У разах

Виберемо параметричний діод.

Дані параметричних діодів наведені в таблиці 5.

Таблиця 5.

Враховуючи частотний діапазон, постійну часу, індуктивність висновків, допустима напруга, вартість вибираємо параметричний діод з ТКД структурою 3А410Е. Його параметри:

Індуктивність висновків.

Конструктивна ємність діода.

Максимальна змінна ємність діода при нульовій напрузі зсуву.

Постійна часу діода.

Напруга, при якому виміряна постійна часу.

Максимально допустима зворотна напруга.

Контактна різниця потенціалів для германієвого діода (назва починається з 1 або Г) -

k = (0.2 ... 0.3).

Для діода з арсеніду галію (назва починається з 3 або А) - k = (1.0 ... 1.2).

Коефіцієнт типу переходу (для ДБШ n = 2).

Розраховуємо необхідну напругу зміщення для діода структури ТКД (для ДБШ розрахунок проводять за формулою:

U0 = 3 Uн_обр / 8 + k / k - 1.

Знаходимо ємність, відповідну розрахованому напрузі зсуву:

Постійна часу при робочому зміщенні:

Коефіцієнт модуляції і критична частота діода (для ДБШ ці параметри обчислюють за формулами:

mмод =,

fкр =.

Звідси:

Поправочний коефіцієнт kc, що враховує втрати в конструкції ДПУ, приймаємо рівним:

Тоді знаходимо:

Еквівалентна стала часу діода з урахуванням втрат в елементах конструкції ДПУ.

Еквівалентний опір втрат.

Динамічна добротність діода.

Обчислюємо оптимальне відношення частот Aопт і відповідний мінімальний коефіцієнт шуму, при цьому вважаємо, що фізична температура діода дорівнює нормальній температурі навколишнього середовища, т. Е.

Тд = 290 К.

Розраховане значення Nпу_мін задовольняє необхідному Nпу = ? 2.2 дБ.

Визначимо значення холостий частоти fx. Щоб отримати максимально можливу смугу пропускання ДПУ, не застосовуючи спеціальних елементів для її розширення, і спростити топологічну схему ДПУ, як холостого контуру використовуємо послідовний контур, утворений ємністю Сп_U0 і індуктивністю висновків Lв діода. Ланцюг струму холостий частоти замкнемо розімкненим четвертьволновим шлейфом, що підключається паралельно діоду і мають вхідний опір, близьке до нуля. У цьому випадку на холостий контур не впливають ланцюга сигналу і накачування, а також ємність корпусу діода Сд. Резонансна частота цього контуру дорівнює частоті послідовного резонансу діода:

Ставлення частот

Частота накачування.

Уточнене значення коефіцієнта шуму.

Розрахунок коефіцієнта шуму ДПУ з отриманим значенням А дає близьку величину, що і при оптимальному відношенні частот Aопт. Цей результат обумовлений тим, що значення А і Aопт близькі, а крива залежності Nпy {А} має тупий мінімум.

Тепер можна визначити "холодний" КСВ сигнальної ланцюга ДПУ, який потрібно забезпечити для отримання заданого резонансного посилення. Також знаходимо необхідний опір джерела сигналу Rc, наведене до затискачів нелінійної ємності у послідовній еквівалентній схемі діода:

Розраховані значення КСВ, Rc забезпечують підбором узгоджувальних (трансформирующих) елементів сигнальної ланцюга ДПУ, що зазвичай виконують експериментально.

Визначимо смугу пропускання ППУ, для чого задамося коефіцієнтами включення ємності в холостий mвкл_х і сигнальний mвкл_с контури. Оскільки холостий контур має найпростішу структуру і реалізується на зосереджених елементах діода і четвертьволнового розімкнутому шлейфі, можна очікувати досить хороше включення ємності в контур і прийняти mвкл_х = 0.5. Сигнальний контур має більш складну структуру, тому що поряд з елементами холостого контуру включає в себе ємність корпусу діода Сд, согласующие шлейфи і шлейф, режектірующій частоту накачування. Тому приймемо mвкл_с = 0.2.

Тоді отримаємо смугу пропускання:

Це значення задовольняє завданням (Птр = 80 МГц)

Визначимо необхідну потужність накачування ДПУ.

Для цього введемо графік допоміжного коефіцієнта q в ЕОМ. Візьмемо кілька точок на графіку і введемо їх координати

Малюнок 5.

За графіком для Uнорм при n = 2 знаходимо q і розраховуємо потужність накачки, рассеиваемую в діоді:

Потужність накачування Pнак, що підводиться до входу накачування ДПУ, зазвичай помітно вище потужності накачування Pнак_д, що розсіюється в діоді. Це обумовлено неминучими додатковими втратами в провідниках і контактних з'єднаннях пристрою, а також деякої витоком потужності накачування в тракт джерела сигналу, наприклад антени. Ці втрати можна врахувати за допомогою поправочного коефіцієнта kнак. Його величина при fн <10ГГц становить kнак_нч = 1.5, а при fн> 50 ГГц kнак_вч = 2.5.

Для частоти fн інтерполяцією значень коефіцієнта kнак знаходимо:

Визначаємо потужність накачування, яку необхідно підвести до ДПУ:

Для спрощення тракту накачування (вилученням з нього ППФ) та зменшення тим самим його втрат, що істотно для частоти накачування fн, що лежить уже в діапазоні міліметрових хвиль. доцільно застосувати генератор накачування на діоді Ганна з хвилеводним висновком НВЧ енергії за допомогою волноводно-микрополосковой переходу. Це необхідно для зв'язку такого генератора накачування з мікрополоскової платою. Узгодження цього переходу здійснюють підбором діаметра і глибини занурення зонда в хвилевід і відстані до його короткозамикающего стінки.

2.4 Розрахунок змішувача

У сучасних радіоприймальних пристроях НВЧ в більшості випадків застосовують двухдіодние балансні змішувачі (БС). Основним їх перевагою є здатність пригнічувати шум амплітудної модуляції коливань гетеродина, що вельми важливо для отримання низького коефіцієнта шуму. Поряд з цим БС володіє і іншими перевагами перед однодіодним небалансних змішувачем. Зокрема, БС працює при меншої потужності гетеродина, має підвищену стійкість до сигналів перешкод певних частот і дозволяє зменшити потужність гетеродина, що просочується в антену.

Схема БС включає дві змішувальні секції і СВЧ міст (квадратний, кільцевої та ін.). До двох плечах моста підключають змішувальні секції, а до двох інших підводять відповідно напруги сигналу Uс і гетеродина Uг.

Робота балансного змішувача заснована на рівному розподілі потужностей сигналу і гетеродина між двома діодами, але з певними відносними фазовими зрушеннями, що забезпечується за допомогою НВЧ моста. В результаті виявляється, що на виході змішувача, на проміжній частоті, перетворені діодами сигнали мають однакові фази і тому підсумовуються, а шум гетеродина пригнічується, так як він на виході діодів виявляється протівофазним.

Малюнок 6. Схема балансного змішувача.

Зробимо розрахунок балансного змішувача.

Вихідні дані:

Робоча частота f0 = 9370 МГц.

Смуга пропускання радиотракта.

Максимально допустимий коефіцієнт шуму змішувача (в дБ).

Коефіцієнт шуму УПЧ (в дБ).

Коефіцієнт шуму УПЧ (в разах).

Відносна спектральна щільність потужності шуму гетеродина (в дБ / Гц).

Проміжна частота.

Хвильовий опір підвідних ліній.

Постійна Больцмана.

Стандартна температура.

Вибираємо змішувальні діоди і визначаємо їх параметри по таблиці 6.

Таблиця 6.

Використовуємо ДБШ типу 3А111Б. Його дані:

Втрати перетворення (в дБ).

Втрати перетворення (в разах).

Оптимальна потужність сигналу гетеродина.

Коефіцієнт шуму (в дБ).

Коефіцієнт шуму (в разах).

Вихідний опір (мінімальне і максимальне значення).

Коефіцієнт стоячої хвилі (КСВ).

Максимальна розсіює потужність.

Хвильові опору чвертьхвильових відрізків МПЛ в вихідний ланцюга секцій приймаємо рівними 20 і 90 Ом ([1] с. 335) відповідно для низькоомних розімкнутих і високоомних відрізків

Вибираємо СВЧ міст. У балансному змішувачі, призначеному для МШДБС, необхідно використовувати синфазно-протифазні, т. Е. Мікрополоскових кільцеві мости. Однак, враховуючи відносно вузьку задану смугу П радиотракта, доцільно використовувати квадратурний двухшлейфний міст із зсувом змішувальних секцій один щодо одного на / 4, оскільки з ним можна отримати більш компактну топологічну схему БС і МШДБС в цілому.

У короткохвильової частини сантиметрового діапазону хвиль втрати такого моста Lм <0,1 дБ ([1] с. 335) і ними при подальшому розрахунку БС можна знехтувати. Розбаланс амплітуд моста визначимо на основі кількісних даних про параметри двох- і трехшлейфних мостів, наведених в [1] с. 140 і показаних на малюнку.

Вважаючи частотну залежність f приблизно лінійною, для П / f0 = 6% знайдемо (в дБ).

Визначимо розкид параметрів діодів в парі. Для проектованого БС вважаємо діоди підібраними в пари з розкидом rвих згідно з формулою:

і розкидом Lпрб, при якому LдБ = 0,5 дБ.

При розрахунку вхідного ланцюга ППЧ за величину вихідного опору балансного змішувача приймаємо rбс_ср:

Приймаємо втрати перетворення балансного змішувача:

Шумове ставлення для ДБШ в якості паспортного параметра не вказується. Для цих діодів величину nш можна визначити наступним чином:

Шумове ставлення балансного змішувача приймається рівним шумового відношенню змішувального діода:

Розраховуємо сумарну величину втрат L? (в дБ) за рахунок разбаланса амплітуд моста, розкиду втрат перетворення LдБ, і розкиду опорів r

За графіком визначаємо коефіцієнт придушення шуму гетеродина (в дБ).

Знаходимо необхідну потужність гетеродина на вході БС, вважаючи оптимальну потужність гетеродина рівній паспортної (Рг_опт = 3 мВт):

Для характеристики рівня вихідного шуму гетеродина зручно користуватися поняттям питомої шумового відносини гетеродина nг0 (1 / мВт), відповідного відносній величині вихідного шуму гетеродина, що припадає на 1 мВт його вихідної потужності:

Визначимо шумове ставлення гетеродина (в Вт):

Розрахуємо коефіцієнт шуму змішувача:

У разах.

У децибелах.

2.6 Розрахунок підсилювача проміжної частоти:

Одним з можливих варіантів виконання ППЧ є використання в межкаскадних ланцюгах простих однотипних селективних LC резонансних систем. Ці ланцюги в підсилювачах проміжної частоти необхідні для здійснення частотно-виборчої функції приймача і передачі сигналу по можливості з мінімальними втратами.

Найпростішою межкаскадной ланцюгом в ППЧ може бути одиночний резонансний контур LC, настроєний в резонанс на центральну частоту смуги пропускання підсилювача (резонансні ППЧ).

В ході попереднього розрахунку для використання в каскадах ППЧ був обраний польовий транзистор КП305А.

Малюнок 9. Схема одного каскаду підсилювача проміжної частоти.

Проміжна частота.

Необхідний коефіцієнт посилення.

Максимальний коефіцієнт стійкого посилення.

Вхідний опір наступного каскаду.

Напруга живлення.

Струм стоку в типовому режимі.

Крутизна прохідний характеристики транзистора.

Опір стік-витік на проміжній частоті.

Вихідна ємність у схемі із загальним витоком.

Вхідна ємність у схемі із загальним витоком.

Опір затвор-витік на проміжній частоті.

Еквівалентна добротність контуру.

Расстройка сусіднього каналу.

Число каскадів УПЧ.

Електричний розрахунок каскаду

Визначаємо коефіцієнт шунтування контуру вхідним опором наступного каскаду і вихідним опором транзистора, допустимий з умов стійкості і забезпечення заданої еквівалентної добротності контуру

Визначаємо необхідні конструктивні та еквівалентні загасання контуру

що цілком здійснимо.

Знаходимо характеристичний опір контуру, приймаючи коефіцієнт включення в ланцюг колектора (повне включення):

Мінімально допустима еквівалентна ємність контуру:

Обчислюємо коефіцієнт включення контуру з боку наступного каскаду (ця ж величина визначає коефіцієнт включення контуру на вхід наступного каскаду при автотрансформаторной зв'язку)

Загальна величина ємності ємнісного подільника при ємнісний зв'язку (при автотрансформаторной зв'язку загальна величина ємності контуру, яку потрібно вибрати по ГОСТ):

Величини ємностей дільника:

Вибираємо по ГОСТ (округлення в більшу сторону):

Вибираємо по ГОСТ (округлення в більшу сторону):

Дійсна еквівалентна ємність контуру з ємнісний зв'язком (при автотрансформаторной зв'язку:

)

Так як Секв> Се, то розрахунок зроблений правильно.

Визначаємо індуктивність контуру:

Характеристичний опір контуру після вибору ємностей:

Резонансний коефіцієнт посилення:

Так як K0 => Kтр = 20 і K0 = Задаємося опором розв'язки з умови допустимого падіння напруги на елементах фільтрації живлять напруг Rф = 510 Ом і визначаємо ємність фільтра:

За ГОСТ:

Межі зміни частоти.

Вибірковість на розрахункових частотах для одного каскаду.

Те ж в децибелах.

Розраховуємо вибірковість ППЧ по сусідньому каналу. Для одиночного контуру рівняння характеристики вибірковості:

Те ж в децибелах:

Для n-каскадного УПЧ:

Обчислюємо смугу пропускання ППЧ:

Початкове значення індексу змінної.

Рівень, за яким вважається смуга пропускання (в дБ).

Відшукуємо значення індексу на кордоні смуги пропускання:

Смуга пропускання n-каскадного УПЧ:

2.7 Розрахунок детектора

Для детектування радиоимпульсов, т. Е. Для перетворення їх в відеоімпульси, використовують послідовні діодні детектори, виконані за схемою, наведеною на малюнку.

Малюнок 10. Схема детектора радиоимпульсов.

Негативна напруга видеоимпульсов з виходу детектора надходить на обмежувач, в якості якого служить перший каскад видеоусилителя із загальним емітером. У цьому каскаді сигнали обмежуються за рахунок відсічення колекторного струму. У таких детекторах часто використовують германієві діоди.

Вихідні дані:

Час встановлення імпульсів.

Проміжна частота.

Резонансне опір контуру останнього каскаду УПЧ.

Ємність контуру останнього каскаду УПЧ.

Ємність монтажу (См = (3 ... 5) пФ).

Вхідна ємність видеоусилителя

Еквівалентна провідність контуру останнього каскаду УПЧ (або провідність навантаження у разі апериодического ППЧ).

Коефіцієнт шунтування контуру або навантаження апериодического каскаду детектором (в вузькосмугових ППЧ треба брати q = в широкосмугових цей коефіцієнт повинен задовольняти вимогам забезпечення смуги пропускання останнього каскаду ППЧ).

Електричний розрахунок:

Вибираємо детекторний діод з малим внутрішнім опором Ri, малою ємністю Cд і великим зворотним опором Rобр. Нехай це буде діод типу КД512А з параметрами:

Повна ємність конденсатора навантаження.

Ємність конденсатора навантаження.

Опір навантаження.

Текстові повідомлення:

Перевіряємо співвідношення:

Після цього визначаємо коефіцієнт передачі Kд і динамічне внутрішній опір Riд по кривих на малюнку 11, наведеним в [1] c. 369, 372.

При

Малюнок 11.

Відкладемо це значення в наступній діаграмі на рисунку 12 і отримаємо = 100

Рисунок 12.

Визначаємо необхідну вхідний опір детектора:

Обчислюємо тривалість фронту видеоимпульсов:

3. Література

1. Проектування радіоприймальних пристроїв. Під ред. А.П.Сіверса. М .. Рад. радіо, 1976.

2. Горшелев В. Д., Красноцвєтова З. Г., Федорцов Б. Ф. Основи проектування радіоприймачів. Л., Енергія, 1977.

3. Бобров Н.В., Максимов Г.В., Мічурін В.І., Миколаїв Д.П. Розрахунок радіоприймачів. М .: Воениздат, 1971.

4. Сафоненко Ю.П. Методичні вказівки по курсовому проектування радіоприймальних пристроїв на мікросхемах. М .: РІО МІІГА, 1983.

5. Єкімов В.Д., Павлов К.М. Проектування радіоприймальних пристроїв. - М: Зв'язок, 1968.

6. Напівпровідникові прилади. Діоди високочастотні, діоди імпульсні, оптоелектронні прилади: Довідник / За ред. А. В. Голомедова. - М: Радіо і зв'язок, 1988.

7. Транзистори для апаратури широкого застосування: Довідник. Під ред. Б.Л.Перельмана. - Радіо і зв'язок, 1981.

8. Софронов Н.А. Радіоустаткування літаків. - М: Машинобудування, 1993.

9. Горшелев В.Д., Красноцвєтова З.Г., Савельєв А.А., Тетерін Г.Н. Основи проектування радіоприймачів. Л. Енергія. 1967.

10. Функціональні пристрої на інтегральних мікросхемах диференціального підсилювача. Під ред. В.З. Найдерова. М .: Сов. радіо, 1977.

11. Проектування радіолокаційних прийомних пристроїв. Під ред. М.А.Соколова. М .: Вища школа, 1984.

12. Сергєєв В.Г. Пристрої приймання та обробки сигналів. Ч.1. Розрахунок і проектування: Навчальний посібник. М .: МГТУ ГА, 2001.

13. Мікросхеми та їх застосування / Батушев В.А., Вениаминов В.М., Ковальов В.Г. та ін. М .: Енергія, 1978.

14. Збірник завдань і вправ з курсу "Радіоприймальні пристрої": Навчальний посібник для вузів / Ю. М. Антонов-Антипов, В. П. Васильєв, І. В. Комаров, В. Д. Разевіг: Под ред. В. І. Сіфорова - М .: Радио и связь, 1984.

15. Напівпровідникові прилади. Транзистори малої потужності: Довідник. Під ред. А.В.Голомедова. - Радіо і зв'язок, 1989.
Характер соціально-економічного розвитку Русі в період монголо-татарского нашестя
Введення Монголо-татарськоє нашестя і ярмо Золотої Орди, що пішло за нашестям, зіграло величезну роль в історії нашої країни. Адже володарювання кочівників продовжувалося майже два з половиною сторіччя і за цей час ярмо зуміло покласти істотний відбиток на долю російського народу. Цей період

Організація системи ризик-менеджменту на підприємстві
Організація системи ризик-менеджменту на підприємстві, на прикладі ВАТ «ВСУМ» Зміст Введення 1.Теоретические аспекти ризик-менеджменту 1.1 Сутність ризик-менеджменту 1.2 Види ризиків 1.3 Способи оцінки ризиків 1.4 Управління ризиками 2.Організація відділу ризик-менеджменту 2.1 Структура відділу

Польові і камеральні роботи при трасуванні автомобільних доріг
ПОЛЬОВІ І КАМЕРАЛЬНІ РОБОТИ ПРИ ТРАСУВАННІ АВТОМОБІЛЬНИХ ДОРІГ План 1. Основні елементи автомобільних доріг 2. Трасування лінійних споруд та закріплення осі траси на місцевості 3. Складання та розмічування пікетажу по осі автомобільної дороги 4. Польові роботи при технічному нівелюванні

Фінансові ресурси комерційних організацій
Введення Основною ланкою економіки в ринкових умовах господарювання є підприємства, які виступають у ролі господарюючих суб'єктів. Вони для здійснення господарської діяльності, отримання продукції, доходів і накопичень використовують певні види ресурсів: матеріальні, трудові, фінансові, а

Використання тренувальних навантажень максимальної інтенсивності юних лижників-гонщиків 13-14 років
ЗМІСТ ВСТУП ГЛАВА I. Стан досліджуваного питання за даними літературних джерел ГЛАВА II. Завдання, методи і організація дослідження ГЛАВА III. Використання тренувальних навантажень максимальної інтенсивності в річному циклі підготовки лижників-гонщиків 13-14лет ВИСНОВКИ БІБЛІОГРАФІЯ ВСТУП

Диференціальні рівняння
Міністерство освіти РФ Московський авіаційний інститут (Державний технічний університет) Філія "Восход" Кафедра МіПОІС Курсова робота по курсу: Диференціальні рівняння Студент гр. ТАК 2-40 Воронцов О. В. Байконур 2005 1. Теоретична частина Диференціальні рівняння, що зводяться до

Система предвозрожденческіх ідей Данте
Введення "Він тому був більш великий, ніж всі Великі італійці, що більше всіх любив вітчизну і пишався його призначенням ". Дж. Мадзіні. Епоха Відродження - це вершина, з якою ми оглядаємо світову культуру в розвитку, з життям і творчістю знаменитих поетів, художників, мислителів,

© 2014-2022  8ref.com - українські реферати